Sursa coboratoare de la 12v la 5v de putere

[rauldan2005]

@marian - in principiu sunt de accord cu schema propusa de tine. Ne incadram si in buget. Cand am acceptul vostru ca totul e OK, dam drumul si comandam piesele sa ma apuc de facut si eu ceva

[Marian]

@Dr.L

La chestiunea cu decuplarea alimentarilor initial gandisem ca se poate de la acelasi condensator sa se alimenteze si integratul de control si driver-ul, ramura de jos avea 47uF pus dar omisesem si 100n, acuma gandindu-ma mai bine am ajuns la concluzia ca nu era bine, mult mai sigur este ca fiecare integrat sa aiba decuplarile lui, electrolitic si cond de 100n cat mai aproape fizic posibil pe placa de pinii de alimentare, deci am modificat putin schema in acest sens si revin cu ea:

 

Referitor la tor, variatia de curent la cei 8uH este de 6A, variatia inductiei calculata de mine ar fi de putin peste 50mT si din cate vad in pdf-ul materialului la 50Khz ar corespunde o pierdere de cam 0,5W/cm^3, T150-26 are 8,3Cm^3, deci ceva mai mult de 4W disipatie in miez, nu mi se pare totusi mult...

 

Cat despre electrolitici, cei propusi de mine SAMXON seria GT, sunt la 105*C si la aceasta temperatura sunt evaluati la pana 10000 de ore de functionare, mi se par suficient de ok, tot ce am pus in schema asta se gaseste la magazinul polonez, asta a fost si ideea de fapt, preturile sunt rezonabile iar magazinul este totusi unul decent.

 

@rauldan2005

Schema pare a fi relativ gata, mai ramane de trasat cablajul, si la curentul asta este destul de pretentios.

 

LE: Referitor la shunt, acesta va trebui sa disipe mai bine de 4W, vad ca SMD-urile la valori sub 0,1 Ohm sunt de putere prea mica, ar trebui mult prea multe ca sa iasa ok, n-are rost, revin asadar la sugestia cu shunturile alea metalice, 3 de 10m in paralel ar fi cam unde trebuie, si cu o putere totala de 15W esti mult mai bine.

[rauldan2005]

Sal@marian - am citit din nou toate posturile topicului (imi plac, nu am ce sa fac) si de fiecare data am omis un lucru pe care acum nu l-am facut.40A defapt ar trebui sa fie 50A asa cum am precizat in a 2 pagina a topicului. Intr-adevar initial am spus 40A dar dupa m-am corectat.Ce zici - rezista la 50A alimentatorul propus de tine ?Va doresc o duminica frumoasa la toti

[UDAR]

Abia acu am deschis calculatorul , pentru scurt timp, dar voi reveni deseară.@rauldan2005 Eu am reținut curentul de 50A , la el am raportat ultimele calcule . Oricum , nu e un capăt de țară de la 40 la 50 . Și oricum , 50A e un maxim.@ marian Poate că ai dreptate, eu calculasem la 1mΩ, urmat de amplificator. Pînă la urmă stau și mă gândesc dacă integratul ăsta ”super” simplifică lucrurile ... Comandă în poartă mai slabă, condiționări la frecvență, condiționări la șunt .... Dar , în sfârșit , am zis că mergem pe el. Referitor la decuplarea driver-elor . Condensatorul din imediata apropiere trebuie să țină curentul mediu absorbit de poartă cu o cădere decentă de tensiune - sub 1V să zicem. La 50 kHz și 120nC ( cât are tranzistorul propus ) rezultă 6mA . Cu rezerve 10mA. 10mA x 20µs / 1V = 0.2µF . Deci un ceramic de 0,47-1µF la 50V ( SMD ) este suficient, îl și putem pune aproape.Apropo de electrolitici , SAMXON seria GT sunt decenți , am folosit. Mai sunt disponibili , la același magazin , și SAMWHA seria WL care par ușor superiori, și pe ăștia i-am folosit . Nici unii însă de mai mult de 2-3 ani și nu pe scară largă ( câteva zeci de bucăți cel mult ) deci nu pot trage o concluzie despre fiabilitate ....Referitor la bobină , voi mai calcula .

[Marian]

@rauldan2005

Spre rusinea mea eu nu am retinut valoarea de 50A ceruta, am mers intotdeauna pe premisa ca maximul ar fi la 40A, cer scuze pentru gafa comisa.

 

50A cred eu ca schimba putin lucrurile, si asta din mai multe puncte de vedere, bateria de electrolitici de pe alimentare este posibil sa nu mai fie suficienta cifra de 15 buc, nu ma pronunt insa sigur pana nu refac niste calcule, driverele pot ramane astea, mosfetii insa si la 40A erau cam la limita la doar cate unul, cred ca ar cam fi cazul de 2 perechi, Ciss cumulat ar fi de aproximativ 9n, insa curentul de varf de 6A de la driver sunt convins ca va asigura o viteza de crestere suficient de buna, ca fapt divers la 12V 9n se incarca cu 6A in 18nS, foarte bine zic eu. Inductanta va creste cel mai probabil ( depinde ce variatie se prefera ), torul am indoieli temeinice ca mai poate fi T150-26, poate unul mai mare cum ar fi T184-26, si eu unul as prefera aceste toruri chiar daca pierderile in acestea se presupun a fi mai mari decat in ferita, inductanta necesara este mult mai usor de obtinut, iar intrefierul distribuit e mult mai ok. La shunt ar fi suficient inca unul de 10m Ohm in plus la cele 3. Electroliticii de pe iesire cred ca pot ramane asa cum sunt, adica tot 10 bucati.

 

@UDAR

Hai sa comparam putin subliniind ce ar presupune varianta cu UC+IR+Drivere... etc, doar cateva detalii care fac diferenta zic eu:

 

1.-Partea de limitare/protectie, UC trebuie neaparat inclus in bucla de curent pentru a putea avea stabilizare, insa nu este de ajuns limitarea oferita de UC in situatia de fata, si asta deoarece UC va putea proteja doar msfetul de sus, cel de jos ramane expus, asadar solutia ar trebui sa fie includerea in protectie a pinului SD de la IR dar in acelasi timp circuitul de monitorizare sa livreze informatia si la UC, habar n-am cum sa se faca asta si daca nu cumva s-ar bate cap in cap, o ideie ar fi sa se faca ceea ce sugeram eu intr-o postare anterioara, livrarea semnalului rampa de la pinul CT printr-un tranzistor la pinul 3 al UC, integratul ar fi astfel independent de bucla de curent insa stabilizare exista deoarece pinul 3 primeste infrmatia necesara, limitarea ar ramane doar la pinul SD de la IR.

 

2.-Circuitul de limitare va trebui obligatoriu sa includa un operational care sa amplifice tensiunea de pe shunt, fie amplificator de tensiune fie amplificator de eroare, in a 2-a situatie se va cere si o compensare, iar operationalul va trebui sa fie unul foarte rapid swi adaptat cat mai bine conditiilor de lucru.

 

3.-Daca shuntul se va pune pe partea de minus pentru a simplifica configuratia operationalului atunci probabil se complica bucla de stabilizare a tensiunii de la UC, daca shuntul se pune in serie cu inductanta atunci se complica circuitul operationalului.

 

4.-Bucla de reactie in tensiune de la UC necesita obligatoriu o compensare foarte strict calculata avand in vedere natura sarcinii ( variatii destul de mari ale curentului de sarcina ).

 

Integratul asta LTxxx rezolva punctele 1, 2 si 3 de mai sus, foarte elegant printr-un simplu shunt pus in serie cu inductanta, de restul de ocupa el, asta economiseste spatiu pe clablaj si simplifica mult schema, limitarea este evident puls cu puls, deci foarte performanta si sigura pentru mosfeti. Tot la acest integrat bucla de control al tensiunii este mult mai simpla mai ales datorita si compensarii acesteia care deasemenea este mult mai relaxata, o simpla retea RC la pinul VC catre masa fiind suficienta, de restul de ocupa tot integratul. Curentul de iesire mic? pai ce IR este mai breaz? sau IR poate comanda singur 4n cu timpi suficient de performanti? evident ca nu, astfel incat la acest capitol nu exista nici o diferenta, in ambele variante, drivere bune sunt absolut necesare. Timpul de crestere mare vazut de tine in pdf la integratul asta este valabil in situatia comandarii directe de catre el a mosfetilor si exista un tabel care arata variatia acestui timp in functie de capacitatea comandata, varianta cu driver intre porti si iesirile sale schimba dramatic acest aspect, si timpul de crestere devine in mare parte determinat de capabilitatile driver-ului folosit. Conditionari la frecventa... da, se poate merge pana la 150Khz, dar hai sa-ti zic ceva, eu niciodata indiferent de situatie nu m-as apropia nici pe departe de frecventa aia, de fapt greu de crezut ca as merge pana si spre 100Khz, frecventele mari incurca multe aspecte si este deja dovedit de multi ca cel mai bun randament se obtine la frecvente ceva mai mici, deci nici aici nu vad nici un inconvenient... cei drept asta poate ca-i o chestie subiectiva, pana la urma experienta fiecaruia determina preferintele cu privire la acest aspect. Conditionari la shunt? nu inteleg la ce te referi dar tocmai ce am aratat mai sus ca LT-ul simplifica mult partea de limitare, poate ai dorit sa subliniezi tensiunea fixa de pe shunt, dar asta este un pret infim avand in vedere de cate alte inconveniente te scapa.

 

La decuplarea driverelor prefer intotdeuna ceva electrolitici shuntati de 100n, prefer intotdeauna sa ofer o rezerva suficienta pentru ca si anume comanda sa fie cat mai corecta, si avand in vedere pretul derizoriu al unui electrolitic banal de 10-22u, nu vad nici un motiv pentru care ne-am zgarci... iarasi poate ca este o chestie subiectiva, dar este punctul meu de vedere si mi-l pastrez.

 

@@rauldan2005

Revin la tine cu o intrebare absolut necesara, citind atent cele ce s-a scris, ce decizi, mergi pe integratul asta LT si deci pe mana sugestiilor mele, sau preferi varianta cu UC si restul ce vin cu el? trebuie sa stiu ce preferi ca sa stim si in ce directie merge subiectul, daca varianta asta desenata de mine nu prezinta interes atunci nu cred ca ar mai avea sens sa o dezvoltam. Nu ma intelege gresit, iti dau cuvantul meu ca nu e absolut nici o problema sau suparare daca renunti, nu conteaza ce alegi, conteaza doar sa alegi ceva ca sa obtii ceea ce ai nevoie.

[UDAR]

@marian Răspund pe fugă, poate îmi scapă ceva , dar am ceva treburi și intru sporadic.

1. Nu se pune problema protejării MOSFET-ului de jos , nu o face nici circuitul ăsta , nici nu e necesară . Curentul prin el nu poate fi mai mare decât maximul curentului prin inductor la momentul comutării. Rampa și celelalte se ocupă cu altceva , n-am timp să detaliez.

2. La 50 kHz TL071 este ultrarapid. Nu e pe bucla de tensiune , nu trebuie nicio compensare.

3. Opinia mea , am mai spus-o . Dar dacă majoritatea decide shunt pe minus, cu riscurile aferente , mă supun.

4. Da, trebuie o compensare relativ exactă . Reglajul de tip ”current mode” și variația relativ mică a sarcinii (adică nu se intră în DCM ) - nu contează că e rapidă - ne duc la concluzia că un ” type II ” e absolut de ajuns.

Considerațiile tale de mai jos se bazează mai mult ( cred ) pe o anumită practică și nu le comentez. Totuși, unele , iartă-mă, par a fi cam fixe . Exemplu : 100kHz e prea mult . De ce ? Se lucrează , e drept nu la puterile astea , la MHz. 100nF paralel cu electrolitic . Da, dacă am și ”consum” de joasă frecvență . Aici am doar un vârf de 2-5A care durează sute de ns , când se deschide MOSFET-ul . Dacă faci un calcul, un electrolitic bun ( Panasonic FM 47µF/25V ) are 300mΩ deci , la 5A cade mai mult de 1,5V adică toată sarcina e , oricum, furnizată de ceramic. Și ăla e un electrolitic bun , nu unul banal , cum zici tu.

Revin , fără să fac alt post. Nu vreau să schimbăm soluția , rămânem pe ce am discutat, îmi exprimam doar niște regrete că IC-ul ăla nu e mai grozav. Poate s-a înțeles greșit, sorry. Îl lăsăm pe Raul să-și facă socotelile , definitivăm schema și apoi, marea provocare , cablajul !

[rauldan2005]

SalEu personal as alege schema mai putin complexa, chiar daca din punct de vedere al costurilor e mai mare.Alegerea e strict din acest punct de vedere.

[Marian]

@UDAR poate ca sunt mai fixist uneori, probabil acelasi lucru poate fi spus si despre tine si despre oricine altcineva cu oaresce experienta, fiecare dintre noi avem unele idei bine intiparite si la care nu ne este foarte usor sa renuntam, dar asta nu este neaparat ceva rau. Frecventa de 100Khz sugerata de tine, comparatie cu 30Khz reprezentand frecventa in jurul careia imi place mie sa lucrez, in ferita 3C90 ( spre exemplu-una destul de des intalnita ) la 30Khz si 0,2T pierderile sunt de cca 100mW/cm^3, la 100Khz si aceeasi inductie de 0,2T pierderile sunt de cam 500mW/cm^3, adica de 5 ori mai mari; la pulberea de fier, materialul -26, la 500 gauss ( spre exemplu ) si 30Khz pierderile sunt de cca 250mW/cm^3, la aceeasi inductie dar 100Khz pierderile sunt de cam 1200mW/cm^3; sa luam o viteza de crestere arbitrara in poarta mosfet de 100n spre exemplu, la 30Khz aceasta reprezinta cam 0,3% din perioada, la 100Khz insa aceeasi viteza de crestere reprezinta 1% din perioada; toate astea se traduc in probleme serioase de randament, combaterea carora da multe batai de cap. Sa vorbim putin si despre convertoarele care lucreaza cu tensiuni mari, si sa amintim foarte pe scurt problemele la rutarea cablajului, o cuplare capacitiva intre 2 trasee de 5p spre exemplu inseamna la urma urmei o rezistenta intre acele 2 trasee de 1M la 30Khz, si de 320k la 100Khz, o inductanta parazita de 10nH sa zicem, a unui traseu cauzeaza o crestere a impedantei aceluia de 1,9m Ohm la 30Khz si cu 6,28m Ohm la 100Khz, chestiile astea uneori conteaza si cer o atentie mult mai sporita la frecvente mari atunci cand se ruteaza cablajul... Si nu in ultimul rand permite-mi sa ma indoiesc ca exista prea multe surse comerciale de serie care la configuratia asta simpla forward lucreaza la 1Mhz ca si frecventa de control, si daca sunt ma indoiesc ca pretul este tocmai accesibil. In fine, da este parerea mea, este fixista? poate, dar la fel as putea spune si despre insistenta ta de a merge cu 100Khz, si totusi nu o fac deoarece nu gasesc asta ca fiind ceva necesar, e parerea ta si o respect, eu nu fac decat sa incerc sa imi sustin punctul meu de vedere cu argumente asa cum eu le vad si inteleg. Inchei prin a spune ca te respect prea mult ca sa risc o discutie in contradictoriu cu tine, voi admite ca sunt anumite lucruri pe care le vedem putin diferit si ma voi retrage cu scuzele de rigoare daca am suparat pe careva cu ceva.Bafta.

[UDAR]

@marian. Iartă-mă , a fost departe de mine gândul de a te jigni sau de a te face fixist. Exprimarea de idei ”cam fixe” se refera doar la insistența ta în unele puncte , care mie mi s-a părut exagerată. În rest , cu partea teoretică de mai jos , din păcate sunt tot pe fugă , o singură observație : Un miez care se folosește la 30kHz cu 200mT nu se folosește la 100kHz cu aceeași inducție, ci cu una mult mai mică. Pentru un miez dat , în zona de utilizare normală, exemplu pentru 3C90 între 30kHz și peste 100kHz ( poate chiar 200kHz la limită ) pierderile cresc mai repede cu creșterea inducției decât cu creșterea frecvenței. La un proiect dat produsul Bxf este constant ( din formula fundamentală , la același Ae și N...) deci pierderile minime se obțin la o frecvență mai mare. Există curbe pentru fiecare material care indică o frecvență optimă de lucru, mai exact un domeniu în interiorul căruia diferențele sunt mici .În ce privește inductorul inducția de vârf ( cea care se folosește în graficele de pierderi ) este de circa 50mT deci nici pe departe una colosală ,la valorile propuse de tine ( 10µH ) . La 5µH ar fi jumătate deci ar compensa creșterea pierderilor . Nu lua niciodată o valoare dintr-un caz și cealaltă din altul. Fă mai atent calculele și o să vezi că pierderile sunt comparabile și , oricum , sunt relativ mici în raport cu alte pierderi. La MOSFET cu 4mΩ avem 10W pierderi în conducție , la orice frecvență. Capacitate parazită de 5pF între trasee și inductanțe de 10nH. Calculează , te rog , cum arată traseele alea.În concluzie , sunt de acord să rămânem la 50kHz despre care am vorbit la început și pentru care am început și eu să fac calculele. 30kHz cred că i-ai scos acum, de dragul demonstrației. Putem eventual continua discuția - mai pe larg eventual - pe un alt topic , aici avem un scop comun , hai să ni-l ducem la bun sfârșit.Și îmi cer încă o dată scuze. N-am avut nicio intenție de jignire .

[Vizitator]

Este pacat sa puneti in pericol derularea celui mai interesant proiect din ultima vreme.Marian, in multe aplicatii de care ma lovesc--tv, audio--frecventa surselor "locale" creste constant.Uite unul pe care l-am intalnit mai des:Revin: am scris la intamplare 600khz si uite o parte din ce a gasit:

[UDAR]

Am făcut câteva calcule pentru 50kHz . Condensatorii îmi ies surprinzător de aproape de ce a pus @marian , respectiv 10000 și 16000 . Am calculat pentru tipul propus de el : GT1000/25.

Inductanța mie îmi iese de 4,8µH dar pierderile pe miezul T150-26 îmi ies foarte mari - de ordinul a 10W . Am ținut cont de faptul că la aceste miezuri apare o scădere importantă a inductanței în prezența unui câmp de CC intens, cum e cazul nostru, de aceea am dimensionat valoarea inițială a inductanței la 10µH. O să mai calculez și pentru alte miezuri , E42/21/20 cu intrefier de 2mm pare a fi OK.

Am estimat pierderile pe MOSFET - 4,2W în conductie și 3,1W în comutație HIGH , respectiv 6,3W în conducție și neglijabil în comutație LOW. Pe diodă 0,5W în conducție ( aproximativ, depinde de DEAD TIME).

Am descoperit cu această ocazie că DEAD TIME-ul la acest IC nu este fix , nici controlabil din exterior, ci ”autoadaptiv” - urmărește blocarea MOSFET-ilor prin supravegherea porții . De văzut ce înseamnă asta cu drivere intermediare, deși astfel de scheme dau și ei.

Nu am insistat pe componentele ”mici” : R, C . Acestea, la nevoie , pot fi modificate. În concluzie , trebuie lămurită și decisă chestiunea bobinei și lucrurile ar fi cam clare. Oricum , dacă reușim sub 6-7W pe bobină (miez + sârmă) , putem atinge ținta propusă de 90%.

[Marian]

Citat din pdf-ul LT ( daca este nevoie, pot traduce, fara a ma folosi de gugle evident ):

During typical positive buck operation, the main switch

MOSFET is enabled at the start of each oscillator cycle. The

main switch stays enabled until the current through the

switched inductor, sensed via the voltage across a series

sense resistor (RSENSE), is sufficient to trip the current

comparator (IC1) and, in turn, reset the RS latch. When the

RS latch resets, the main switch is disabled, and the

synchronous switch MOSFET is enabled. Shoot-through

prevention logic prohibits enabling of the synchronous

switch until the main switch is fully disabled. If the current

comparator threshold is not obtained throughout the

entire oscillator charge period, the RS latch is bypassed

and the main switch is disabled during the oscillator

discharge time. This “minimum off time” assures adequate

charging of the bootstrap supply, protects the main

switch, and is typically about 1us.

 

.......

 

Adaptive Nonoverlapping Output Stage

 

The FET driver output stage implements adaptive

nonoverlapping control. This circuitry maintains dead

time independent of the type, size or operating conditions

of the switch elements. The control circuit monitors the

output gate drive signals, insuring that the switch gate

(being disabled) is fully discharged before enabling the

other switch driver.

 

Pe scurt ideea ar fi ca se monitorizeaza semnalul care este livrat catre iesire, nu poarta mosfetilor in sine, asta inseamna ca adaugarea de drivere intre mosfeti si iesiri nu reprezinta o problema, ceea ce se monitorizeaza este nivelul tensiunii pe fiecare iesire, dupa dezactivarea fiecarei iesiri in parte urmeaza timpul mort si cealalta iesire nu este lasata sa treaca pe on pana cea dezactivata nu ajunge la un anumit nivel minim necesar, deci driverele nu sunt o problema, indiferent cat de repede cade tensiunea pe fiecare iesire, timpul mort exista, si este aproximativ 1uS asa cum se poate observa din citatul de mai sus.

[UDAR]

1. Am reluat calculele pentru inductanță, e mult mai complicat decît la ferită pentru că parametrii sunt mult mai dependenți de condițiile de lucru. O să pun în seara asta un Excel să vă uitați peste el. Pare-se că pierderile sunt totuși mai mici decât am calculat inițial.

2. În citatul din Data Sheet spune așa : Switch-ul principal ( cel de sus ) este activat la începutul fiecărei perioade și rămâne așa până când curentul prin șunt provoacă bascularea comparatorului de curent și , ca urmare, resetarea bistabilului. Logica de prevenire a conducției simultane previne activarea switch-ului de jos pînă când switch-ul principal este complet dezactivat Partea de mai jos este irelevantă, vorbește de altceva. Deci, partea boldată ne spune CE se întâmplă. Mai departe , ce a boldat @marian , ne spune CUM se întâmplă, prin monitorizarea semnalului de comandă în poartă, ceea ce spuneam și eu înt-un post anterior și mă întrebam dacă nu cumva un driver intermediar perturbă această monitorizare.

Și ca să nu lăsăm lucrurile pe jumătate , fraza care am spus că este irelevantă se referă la situația când, din diferite motive, de exemplu tensiune de intrare prea scăzută, curentul nu depășește pragul necesar basculării , bistabilul este sărit și se inhibă ieșirea pe durata descărcării condensatorului . Acesta NU este DEAD TIME ci este MAXIMUM DUTY CYCLE , se mai vorbește de el în text și în alte părți, de exemplu la alegerea RT . Această situație NU apare în funcționarea normală pe când DEAD TIME apare în permanență, face parte din funcționarea circuitului.

Revenind la driver-ul intermediar , este evident că circuitul a fost gândit, ÎN PRINCIPAL, pentru a ataca direct MOSFET-ii, fără alt driver , deci îndoiala mea este justificată. În fond, ”dubito ergo cogito”.

[Marian]

N-ai inteles, sa incerc altfel, deci mosfetul de sus asa cum spui este ON pe perioada incarcarii condului care reprezinta inceputul fiecarui ciclu de la oscilator, daca in timpul acestei perioade ( deci inainte de sfarsitul ei ) curentul prin inductor creste, si implicit prin shunt, peste valoarea presetata de limitare atunci comparatorul de curent basculeaza si forteaza dezactivarea mosfetului de sus, daca curentul prin shunt nu ajunge la nivelul prestabilit deloc atunci oprirea mosfetului de sus este asigurata de perioada de descarcare a condensatorului de la oscilator. Timpul mort exista indiferent de tipul sarcinii de pe iesire, circuitul ala este daca vrei o chestie suplimentara care se asigura ca indiferent de ce se intampla, o iesire nu este lasata sa treaca pe on pana cealalta nu ajunge la un anumit prag minim, trebuie sa intelegi ca se monitorizeaza semnalul livrat iesirii, nu poarta in sine, daca incerci sa faci diferenta, atunci vei intelege si logica, si sa detaliez putin poate reusesc sa ma fac inteles. Sa zicem ca etajul intern al iesirii de sus este dezactivat, sa mai zicem ca aceasta iesire ataca o sarcina capacitiva de 5n, tensiunea pe iesire nu poate trece pe zero instantaneu de cum etajul intern este dezactivat, sarcina capacitiva provoaca o intarziere, ei bine indiferent de timpul mort, circuitul de monitorizare a iesirii, nu permite activarea celeilalte iesiri pana tensiunea pe cea dezactivata nu scade suficient, adica sarcina capacitiva este suficient descarcata, daca din anumite motive tensiunea pe iesirea dezactivata scade mai greu decat ar putea acoperi timpul mort atunci circuitul de monitorizare intervine si mareste fortat timpul mort pentru a se asigura ca nu exista conductie simultana. Cu drivere nu este nici o diferenta, cealalta iesire nu este lasata sa treaca pe on pana cea dezactivata nu scade suficient catre 0, deci driver-ul daca nu primeste o anumita tensiune de prag pe intrare, nu se activeaza nici iesirea sa... nu vad ce este atat de dificil de priceput, pdf-ul explica clar chestiile astea, nu se poate fara timp mort, si ala este acel timp de aproximativ 1uS.In fine, inca un motiv sa ma retrag definitiv de la acest topik, si asa voi face, spor.

[UDAR]

@marian , dacă ai decis să te retragi, mie îmi pare rău ( sincer ) , dar e decizia ta. Mai devreme m-ai acuzat de o presupusă jignire , am acceptat că poate nu am folosit cuvintele potrivite și mi-am cerut scuze. Trebuia să înțeleg că nu mai am voie la nicio părere diferită de a ta ? 1.Eu am tradus EXACT , chiar dacă liber , pentru inteligibilitate, deci nu înțeleg ce susții tu că n-am înțeles. Chestia cu monitorizarea curentului ,etc E UNA , e principiul de funcționare a reglajului CURRENT MODE ( am mai discutat ) și apare la orice topologie - cu sau fără redresare sincronă, doar șuntul e dispus altfel. Chestia cu timpul mort e ALTA care nu apare decît dacă avem DOUĂ tranzistoare în serie care , există riscul , să conducă simultan. Textul este foarte clar , DEAD TIME e ADAPTIV , deci NU e acea 1µs . Chestia cu monitorizarea porții este exact cum o expui , DAR , dacă am un driver intermediar , circuitul sesizează descărcarea porții din intrarea driverului - care se face instantaneu aproape - și dă drumul la celălalt tranzistor. În realitate mai avem timpul de propagare al driverului și abia apoi timpul de comutare al tranzistorului, însumate acestea pot face cîteva sute de nanosecunde, suficient ca să am crossconducție. Și repet, eu nu am zis că nu merge, mi-am exprimat o îndoială.Uită-te în schema internă , o să vezi că ”nonoverlapping switch logic” e un bloc , iar partea de sezizare a curentului plus bistabilul cu pricina e în alt loc , mai mult bistabilul ăla comandă pe primul.Și tot acolo o să vezi că e firul cald de la CT nu se duce numai la oscilator ci și la comparatorul IC1 pe care îl inhibă când e în zero. Face deci EXACT ce scrie în text , nu dă voie DC să tindă la 100%. În schimb de dead time am nevoie , indiferent de DC. 2. Dacă decizia ta e definitivă , am nevoie de un răspuns de la tine : ai vreo obiecție să continuăm pe schema ta ? În funcție de răspunsul tău, o să mă consult cu Raul și cu cine mai este , eventual, interesat să participe pentru a decide cum continuăm. Eu fac totuși , încă un apel la tine să te răzgândești.