Modificare sursa ATX => Proiect didactic

[Marian]

Salutari tuturor.

Am observat in unele subiecte ca mai sunt colegi forumisti interesati de acest aspect ( modificarea de ATX ) dar care nu inteleg prea bine ce este de facut, teoria implicata la fiecare stagiu, asadar cu permisiunea lui @Dr.L deschid acest subiect in care vreau sa descriu pas cu pas ceea ce este de facut in viziunea mea, pentru modificarea unei surse ATX semipunte cu integrat TL494 intr-una de laborator ( sau orice alt scop ), voi executa eu modificarea respectiva si voi explica la fiecare pas atat cat ma duce pe mine mintea, ceea ce am facut. Intentionam mai demult sa fac asta dar nu aveam nici o sursa donatoare bazata pe TL494, de curand am primit 3 surse cu acest integrat, de fapt numai una este cu K7500 (dar tot aia e ) si este îndeajuns pentru ce am nevoie, evident se poate si cu alt controller prin defrisari masive si adaugarea unei placute, dar cele cu TL494 sunt mai simple si ofera deja mare parte din arhitectura necesara direct pe placa.

In cazul de fata scopul este obtinerea unei surse cu o singura iesire de 35V la 3A cu protectie de tip stop ( sursa care spre exemplu poate alimenta un regulator liniar spre exemplu ), evident ca se pot obtine si alte combinatii dar eu o aleg pe asta pentru simplitate, contand in primul rand principiile care duc la acest rezultat, si mai putin rezultatul in sine.

Primul pas este alegerea sursei donatoare evident, in cazul meu asadar una no-name cu K7500:


Se trece la defrisarea relativ integrala a secundarelor si a partii de control:

Si ignorand sursa auxiliara, se obtine relativ cam aceasta schema ( cu ceva mici variatii uneori ):


Ca tot am amintit de sursa auxiliara, la mine au fost necesare ceva interventii, un cond busit in primar inlocuit si ceva modificari in bucla constand in mutarea stabilizarii pe iesirea de 12V. Dupa ce m-am asigurat ca flyback-ul functioneaza ok am mers mai departe.

Pasul urmator este bobinarea trafului de putere, care este acesta:


Dupa vre-o 10 minute de fierbere in apa s-a desfacut destul de usor, al meu este EE35 ( sau cel putin asa scrie pe el ), are o sectiune a miezului de 100mm^2 ( miez rotund ). Alegem o frecventa la care sursa va functiona si trecem la treaba, eu am ales o combinatie RT-CT de 15k si respectiv 1n ceea ce reprezinta o frecventa a oscilatorului de cca 73Khz, deci 36,5Khz pe traf.

Acum alegem formula dupa care vom calcula traful, si eu merg de obicei pe:


Si avem asa:
-Upmin este tensiunea minim estimata in primar, se exprima evident in Volti;
-Ton este timpul de conductie pentru fiecare tranzistor, se exprima in uS;
-Bmax este inductia maxim admisa in miezul trafului se exprima in Tesla;
-Sm este sectiunea miezului magnetic, se exprima in mm^2;

Upmin, este tensiunea corespunzatoare retelei minime la care dorim ca sursa sa poata functiona corect, in acest punct se ia in considerare umplere maxima, sa zicem ca dorim ca la retea minima de 180Vca, sursa sa poata functiona totusi corect. Puterea dorita la iesire ar fi 105W, estimand un randament per ansamblu de sa zicem 80% asta presupune o putere in primar de 130W care corespunde unui curent de cca 0,7A extras din reteaua de 180Vca. In schema mea intre redresare si retea am un NTC la care am masurat la temperatura camerei 5 Ohm, pe astia ii iau in considerare pentru a estima pierderea pe el ( in practica va fi mai putin, el incalzindu-se dar nu strica sa fim generosi ), deci avem 3,5V picati pe NTC, ne mai raman 176,5Vca dupa el si deci la intrarea in puntea redresoare, pe aceasta din urma mai pica aproximativ 1,4V deci raman 175V care ridicati la varf de electroliticii de filtrare devin 247Vcc.

De aici impartim tensiunea asta pe jumatate si avem 2 ramuri de +/-123,5Vcc. Am zis mai devreme ca puterea estimata in primar ar fi 130W, aceasta putere va fi extrasa din fiecare ramura pe rand, deci curentul respectiv ar fi cam 1A. Acuma avem electrolitici de 330u, acestia sustin un curent de 1A la impulsurile de 10mS caracteristice redresarii retelei in punte, cu un riplu de 30Vvv, luam in considerare o medie pe care o scadem din ramura de 123,5V si raman 108,5V. Mai departe in calea catre primar avem tranzistorii, in cazul de fata banalii ST13007, care la 1A vad ca au o tensiune CE de saturatie de 1,5V, deci mai raman 107V. Inseriat cu primarul avem un condensator de 1u pe care inevitabil avem ceva pierderi, frecventa pe traf am zis ca este 36,5Khz, deci perioada de 27,4uS, umplerea maxima este in configuratia asta ( frecventa oscilator si respectiv valoare CT ) de cca 94% deci perioada scade la 25,7uS, si Ton pentru fiecare ramura este de 12,8uS, avem nevoie de cifra asta pentru determinarea riplului pe condul inseriat cu primarul si deci avem aproximativ 12,8Vvv, scadem media din cei 107V si raman 101V pentru primar ca si Upmin.

Ton este timpul cat fiecare tranzistor conduce, si se afla dupa frecventa de lucru pe traf si umplerea maxim posibila, am descris detaliat mai sus, sunt acele 12,8uS.

Bmax il estimam din pdf-ul materialului din care este realizat traful, asta ce-l am eu nu scrie pe el, dar merg pe premisa ca este 3C90 ( fiind cele mai des folosite ), si la asta am in pdf pentru 36Khz si 100mW.Cm^3 cam 0,2T.

Sm asa cum spuneam este sectiunea miezului folosit, in cazul meu este vorba de 100mm^2.

Numarul de spire in primar este asadar:


Stim deci cate spire trebuiesc in primar, acuma stabilim secundarul si eu voi merge pe redresare cu mediana pentru a folosi mai simplu partea de secundar fara a efectua modificari pe placa, deci 2 infasurari simetrice fazate corespunzator, si asa cum am zis doresc la iesire 35V, pe redresare pica automat ceva tensiune, inca n-am decis ce diode voi folosi dar hai sa zicem 1V, deci pe traf sunt necesare impulsuri de 36V, acuma raportul de transformare este 101/36, adica 2,8, deci secundarele trebuiesc sa fie de 64/2,8, adica 2 infasurari de cate 23 de spire. Avand in vedere curentul de interes mic estimez ca voi avea spatiu de bobinare suficient, in cazul in care curentul dorit este mai mare, e posibil sa nu se detina spatiu suficient pentru 2 infasurari simetrice, deci se va apela la una singura si la redresare in punte.

Mai ramane de stabilit diametrul sarmelor de folosit, pentru primar avem asa cum spuneam cca 1A, admitand o densitate de 4A/mm^2, rezulta o sectiune necesara a conductorului din primar de 0,25mm^2. Alegem conductorul tinand cont de efectul pelicular dat fiind faptul ca frecventa este una relativ mare, si la 36Khz adancimea de patrundere este de circa 0,35mm, deci conductorul folosit poate avea un diametru maxim de 0,35*2, adica 0,7mm, sectiunea necesara anterior presupune un diametru de cam 0,6, deci putem folosi exact sarma din asta de 0,6mm, ne inscriem si la densitate si la adancimea de patrundere. Pentru secundar avem 3A, care la densitatea de 4, presupune o sectiune de 0,75mm^2. In cazul de fata putem merge cu 3 sarme de 0,6 sau cu orice alta combinatie ne va da rezultatul dorit.

Si cam atat pentru moment am avut timp, de cum va fi gata traful voi reveni cu noutati si alte detalii, pentru moment va las sa lecturati cele scrise deja, in caz ca aveti nelamuriri nu ezitati.

Toate cele bune.
Marian.

[Vizitator]

Laudabila initiativa, intervin pt o mica corectie: folosesti des in diverse interventii termenul de redresare bialternanta la sursele ATX.Am ezitat pana acum sa te atentionez pt ca nu afecta continutul dar acum fiind "proiect didactic" cred ca este necesar sa o fac.Intai o alta remarca: am intalnit pana acum surse ATX flyback (este adevarat numai 2 modele), forward (aproape toate cele "brand name") si cele mai multe de "larg consum", semipunte.Deci trebuia sa specifici ATX semipunte.Si acum subiectul interventiei: totdeauna redresarea variantei semipunte (una din cele 3 variante de push-pull = contratimp pe romaneste) va fi bialternanta.Monoalternanta (de fapt termen corect pt tensiuni sinusoidale) poate fi numai la flyback si forward.Mai mult ca sigur ca te referi la redresarea bialternanta cu priza mediana (2 diode dar mai mult cupru) fata de redresarea bialternanta in punte (4 diode si mai putin cupru).

[Marian]

Corect si am rectificat prima postare, multumesc pentru observatie.

[Marian]

Traful de putere este gata:


Am bobinat cu sarma de 0,6 jumatate din primar, apoi secundarele si ultima data cealalta jumatate de primar, pe un rand au incaput 31 de spire si nedorind sa stric un rand pentru o spira am ramas la 62 fata de 64 cat trebuiau, 2 spire in minus este irelevant in cazul de fata. La secundare am bobinat 2 infasurari de cate 22 de spire cu sarma de 1mm. Simetria dintre infasurarile secundare este ok in ciuda faptului ca n-au fost bobinate in paralel, iar cuplajul dintre primar si secundare este unul foarte bun, am masurat inductanta de scapari de 9uH fata de 8,6mH cat are primarul, deci ceva mai mult de 0,1% scapari, suficient de bine zic eu.

Acum urmeaza calculul inductantei serie necesara stabilizarii, formula este asta:

Unde avem asa:
-Uout este tensiunea stabilizata dorita la iesire;
-Toff este timpul mort din fiecare semialternanta;
-DI ( a se citi Delta-I ) este variatia de curent aleasa pentru inductanta;

Uout asa cum spuneam este tensiunea stabilizata dorita la iesire, aceasta este cea mai curata referinta, aceasta tensiune apare la bornele inductantei la momentul off dintre impulsuri. In cazul meu avem 35V.

Toff este timpul mort din fiecare semialternanta, se exprima in uS pentru a exprima si rezultatul in uH, si pentru a-l determina avem nevoie sa estimam intai o tensiune maxim posibila in primar, tensiune care evident corespunde retelei maxim stiut a fi prezente in cazul fiecaruia si la consumul minim, la mine iau in calcul o retea maxima de 240Vca si ignor pierderile considerand 340Vcc pe electrolitici si jumatate din ei pe primar, adica 170V tensiune maxim estimata in primar.

Acum putem reveni la calculul Toff, si formula este:


Unde T este perioada corespunzatoare frecventei de lucru, pentru 36,5Khz in cazul de fata T este 27,4uS ( T=1/F ); Ton este cel corespondent tensiunii maxim estimate in primar unde corespunde la randul sau o umplere minima, si este gasit dupa:


La fel ca si mai inainte T este 1/F, Umin este chiar tensiunea dorita la iesire care totodata este si tensiunea minima pe inductanta, iar Umax este tensiunea maxima cu care inductanta este alimentata, aceasta se afla dupa tensiunea maxim estimata in primar si raportul de transformare, la mine am 170V tensiune in primar si 62 spire, fiecare secundar are 22 de spire, deci raportul de transformare este 62/22, adica aproximativ 2,82 care la 170V in primar aduc impulsuri maxime de 60V pe inductanta, si deci rezultatul pentru Ton ar fi:


Acum putem reveni la Toff:


DI asa cum am zis reprezinta variatia de curent aleasa in inductanta, in mod tipic se alege intre 0,15 si 0,3 din Iout ( adica din curentul maxim dorit la iesire ), eu merg pe o medie de 0,2 care din 3A inseamna 0,6A.

Acum avem tot ce ne trebuie pentru calcularea inductantei:


Voi reveni...

PS: Evident daca aveti comentarii sau nelamuriri, nu ezitati.

Toate cele bune.
Marian.

Editat Noiembrie 6, 2020 de Marian

[flomar60]

Pana aici e foarte clar, am priceput - in sfarsit ! - si eu...Vad ca te-ai tinut de cuvant, felicitari pt. articol si spor la treaba !

[Marian]

Multumesc, si inca o data multumiri pentru pachet fara de care subiectul asta era imposibil. Asa cum am spus, motivul proiectului asta este unul pur didactic, ( a nu se intelege ca ma consider eu in masura sa dau lectii, mai este taaaaaaaare mult pana acolo ), am observat ca mai sunt cei care in ciuda tutorialelor lui @Smilex, tot mai au unele dubii, eu intentionez ca sa imbin teoria lui cu realizarea practica la fiecare pas, fapt care sper eu va facilita intelegerea procedeelor implicate, stiu ca la prima vedere lucrurile par complicate dar dupa un timp totul devine mai degraba o rutina, deci cu multa vointa si rabdare se poate.

[Marian]

Revin cu ceva noutati.

Am realizat inductanta serie, torul este T106-26, unul galben cu alb recuperate din surse ATX, din pdf-ul sau reiese faptul ca inductia la el ( acel AL ) este 93nH/N2, astfel se poate deduce numarul de spire necesar cunoscandu-se faptul ca inductanta creste cu patratul numarului de spire, o formula de calcul poate fi asta:


Unde N este numarul de spire, L este inductanta dorita, care in cazul de fata este 340uH, iar AL este acea inductanta per spira despre care am vorbit mai sus pentru torul asta, in cazul de fata 93nH, si rezultatul ar fi:


Sarma folosita a fost una singura de 1mm ( diametrul ), am bobinat 61 de spire si am obtinut la masuratoare 338uH ( nu am bobinat foarte ingrijit, probabil ca si asta conteaza ) sunt oricum multumit de rezultat. Iata inductanta :


Ar fi de mentionat ca e posibil ca in unele cazuri torurile recuperate sa nu poata fi folosite datorita inductiei in miez care uneori poate ajunge prea sus unde pierderile cresc si permeabilitatea scade riscandu-se saturatia, in cazul meu inductia este undeva pe la 0,28T ( 2800G ), o limita ar trebui sa fie undeva pe la 0,5T ; detalii in acest sens se pot afla din pdf-ul torului folosit, atasez in acest sens link catre o arhiva continand 2 pdf-uri cu date despre torurile cu pulbere de fier:
http://www.mediafire.com/download/rshlu5rdxw5jt0y/Toruri_cu_pulbere_de_fier.rar

Mai departe trec la partea de control, la TL494 si o schema sumara a acestuia:


Ignor compensarea pentru moment urmand sa revin ulterior detaliat la ea, explicand pentru moment pe scurt schema de mai sus ( pentru cine este interesat ), asadar incepand de la pinul 1, R2 si R3 formeaza divizorul de la intrarea neinversoare cu care se citeste iesirea ; R1 pune inversoarea la referinta ; in cazul asta nu ma voi folosi de al 2-lea AO intern pentru limitare deci il dezactivez punand neinversoarea la masa, si inversoarea la referinta ; C1 si R4 asigura soft-start_ul ; C2 si R5 sunt Ct si respectiv Rt care in cazul de fata asa cum am zis asigura o frecventa pe oscilator de cca 73Khz ; la pinul 12 se face alimentarea pe care o decuplez cu 22u, posibil si 100n, om vedea ; pinul 14 este referinta pe care o decuplez cu un condensator neelectrolitic de 1u ; pinul 13 asigura controlul iesirilor, pentru contratimp este necesar a fi pus la referinta ; iesirile in sine se fac in colectoare, veti observa ca din schema lipsesc rezistentele de sarcina, dar acestea sunt prezente deja pe placa ( in prima schema postata dupa defrisare ); emitoarele evident se pun la masa.

Si cam asta ar fi pe scurt schema controller-ului, urmeaza adaugarea limitarii la pinul 4 si compensarea, asupra acestora urmeaza sa revin ulterior dupa ce voi alege condensatorii de filtrare ( in vederea compensarii ) unde trebuie macar estimat ESR-ul lor, si de ce nu, si diodele pentru redresare.

Toate cele bune.
Marian.

PS : In caz ca sesizati erori nu ezitati sa le faceti observate, nu am avut niciodata pretentia ca as fi expert in ceva.

PS2 : Mii de multumiri lui @Smilex fara de care subiectul asta evident ca n-ar fi existat.

Editat Noiembrie 6, 2020 de Marian

[Marian]

Salutari tuturor.

Cam asa arata schema completa a sursei ( asa cum am spus, ignorand auxiliarul ):


Redresarea se face cu F12C20, o dioda dubla la 12A/200V, caderea de tensiune la curentul maxim de sarcina pe ea este undeva putin sub 1V, deci in principiu ok ( evident ca se poate si mai bine dar aici nu randamentul este principalul scop ). Filtrarea se face cu electrolitici Samxon din seria GF, din pdf-ul lor aflu ca cei pe care ii detin eu suporta un riplu de curent maxim de cca 1,7A, riplul de curent in cazul de fata este chiar variatia de curent de pe inductanta, adica 0,6A, adicatelea nu ne intereseaza, suntem oricum departe de limita, tot din pdf-ul lor aflu ca ESR-ul lor este de circa 40m Ohm, la o masuratoare mai mult sau mai putin improvizata rezultatul confirma datele din pdf, asadar folosesc 2 in paralel pentru injumatatirea ESR si am aproximativ 20m Ohm ( un lucru important de stiut in vederea compensarii, se va vedea de ce ). Am pus acum si componentele de la compensare insa nu am trecut si valori, urmeaza sa fie calculate ; deasemeni am inclus si limitarea, una de tip stop cu tiristor simulat insa ramane sa fie calculata ( stabilirea valorilor pentru R19 si R20 ) dupa punerea in functiune a sursei pentru a testa ce tensiune am pe C10 la curentul de 3A la iesire. In caz ca exista dubii, diodele care nu au trecuta valoarea in schema, sunt banalele 4148, motivul pentru care am sters din schema acest lucru este ca ar fi fost prea aglomerata.

Cam asa arata sursa momentan:


Un subiect tabu pentru multi pare a fi compensarea Amplificatorului de eroare, insasi termenul in sine pare a convinge pe multi sa evite subiectul dar in realitate lucrurile nu-s chiar atat de prohibitive din punct de vedere teoretic, trebuiesc intelese cateva chestii elementare:

Diagrama Bode este un grafic simplu care reda amplificarea in functie de frecventa si arata in principiu cam asa:


Pe orizontala ( abscisa ) avem frecventa exprimata in Khz pe o scala logaritmica 10hz-100Khz, iar pe verticala ( ordonata ) avem amplificarea in decibeli ( zisa si castig ) pe o scala liniara intre -50 si +90db.

Decada este intervalul dintre o frecventa si alta de 10 ori mai mare, spre exemplu intre 1Khz si 10Khz avem deci o decada, sau intre 10Hz si 100Hz ( 0,1Khz in grafic ) avem o decada… in fine se intelege sper.

Palierul reprezinta o portiune unde amplificarea este liniara sau mai bine zis constanta in gama respectiva de frecvente, este o portiune de caracteristica reprezentata de o linie orizontala dreapta. Palierul arata cam asa :


Polul este o frantura in caracteristica ce creeaza o panta descendenta, adica exact punctul de unde caracteristica incepe sa coboare, panta este de -20 decibeli per decada adica amplificarea scade cu 20 decibeli pe parcursul unei decade. Un grafic simplu ilustrand polul, este punctul de unde palierul ( partea dreapta ) se frange in jos, in cazul de fata pol la 1Khz si o panta de -20db/dec dupa el :


Zeroul este exact invers polului, adica tot o frantura in grafic dar care creeaza o panta ascendenta, adica exact locul de unde linia caracteristicii incepe sa urce, panta creeata de zero este una de +20 decibeli per decada. Ilustrarea grafica, un zero la 1Khz si panta de +20db/dec dupa el :


La caracteristica bode pe langa amplificarea in functie de frecventa, se mai discuta si despre Faza versus frecventa, este defazarea dintre 2 tensiuni, si este reprezentat grafic de o scala logaritmica de frecventa pe abscisa si o scala liniara pe ordonata reprezentand defazarea in grade.

Cunoscand aceste lucruri putem intra direct in subiect. Acuma trebuie stiut ca orice sistem care este bazat pe o anume reactie negativa ( feedback ) trebuie sa indeplineasca anumite Conditii de Stabilitate pentru a functiona corect ( a nu se confunda Stabilitatea cu Stabilizarea, sunt 2 notiuni diferite ). In cazul de fata conditiile sunt: Intersectia caracteristicii Amplificare Vs Frecventa cu linia de 0db trebuie sa se faca pe o panta de -20Db/dec iar faza in acest punct de intersectie sa fie intre +30 si +60 de grade.

Primul lucru pe care trebuie sa-l facem este sa aflam amplificarea initiala de la care se pleaca in trasarea graficului cu caracteristica LC, o formula poate fi aceasta :


-Ai este amplificarea initiala de aflat;
-Up este tensiunea in primar, stim insa de mai inainte ca aceasta poate varia, si ca am ales ca si extreme 101 si respectiv 170V, asadar pentru moment luam in calcul o medie intre cele 2 urmand ca ulterior sa revenim asupra ei pentru a verifica daca extremele pot duce la instabilitate, deci pentru moment Up135V ;
-K este raportul de transformare care se afla impartind numarul spirelor din primar la cel din secundar, eu am 62/22, deci 2,82 ;
-« Alfa » este umplerea maxim estimata, in cazul de fata am spus mai inainte ca este vorba despre 94% ;
-Ua este variatia de tensiune de la iesirea amplificatorului de eroare care aduce o variatie de umplere intre 0 si maxim, in cazul TL494 o variatie de la 0,5 la 3,5V comanda umplere intre 0 si maxim, deci Ua este 3V ;


Rezultatul obtinut este atenuat de divizorul rezistiv de la pinul 1 ( 9k1 si 1k5 ), in cazul de fata atenuarea este de 7, deci amplificarea initiala este de 15/7, adica 2,14, sau 6,6db. In schema avem inductanta serie si electroliticii de filtrare, care impreuna formeaza caracteristica unui filtru trece jos cu frecventa de rezonanta :


Asadar un pol dublu la frecventa de rezonanta a LC de 194Hz, pol care pune dupa el o panta de -40db/dec. In continuare avem ESR-ul condensatorilor de filtrare care asa cum am zis este in principiu o rezistenta inseriata cu condensatorii deci acesta pune un zero la frecventa :


In cazul de fata ESR-ul este 20m Ohm deci zero-ul este pus la cca 4Khz. Acum avem toate cele necesare pentru trasarea graficului continand caracteristica LC :


De aici se poate merge in 2 directii cu corectia necesara ( compensarea propriu zisa ), se poate merge cu intersectia pe panta de -40 dintre Flc si ESR sau se poate merge cu intersectia pe panta de -20db de la ESR, cea de-a 2-a este ceva mai simpla deoarece deja avem panta ceruta de conditiile de stabilitate, corectia trebuie sa contina doar un palier in acea zona de la Flc pana la un pol undeva mai sus, insa nu intotdeauna este indicata aceasta varianta deoarece ESR-ul conzilor poate varia in functie de temperatura destul de mult, mutand astfel zero-ul mai sus sau mai jos de 4Khz, deci se poate ajunge in situatia in care intersectia globalului cu 0db sa nu mai fie pe panta de -20 ceruta ci pe -40, pentru alegerea asta ar trebui sa se cunoasca foarte precis valoarea ESR-ului la temperatura camerei masurandu-se cu un aparat bun si apoi se poate alege o intersectie cat mai conservativa incercandu-se sa se compenseze cat mai bine si variatiile ESR si cele ale tensiunii, pare complicat tare dar nu intotdeauna este asa, uneori intentionat se aleg condensatori cu ESR mai mare care asigura o plaja mult mai buna pentru panta de -20 pusa de acesta, deci micile variatii conteaza mai putin.

Solutia mai sigura este punerea intersectiei pe panta de -40 a LC, dar si aici pot fi probleme in sensul ca daca ESR este prea mare sau Flc este mai mare atunci aceasta panta dintre LC si ESR este destul de mica si face punerea compensarii acolo destul de dificila, o inductanta mai mare la aceeasi capacitate pune polul dublu mai jos in frecventa, apoi un ESR cat mai mic pune zero-ul mai sus, lungind practic aceasta plaja, iar in situatia de fata avem si inductanta relativ mare si ESR ceva mai mic facilitat de punerea a 2 electrolitici in paralel. In cazul de fata avem 1,2 decade intre Lc si ESR, adica suficient zic eu, asadar merg pe panta asta de -40 cu corectia necesara.

Alegem frecventa unde dorim ca globalul sa se intersecteze cu linia de 0db, in cazul de fata merg pe 1Khz fiind aproximativ la jumatatea distantei dintre LC si ESR, mai tarziu verificam daca variatiile alimentarii pot cauza probleme. Trasarea corectiei RC este totusi destul de simpla, stiind ca amplificarile LC cu cele ale corectiei se insumeaza si se obtine globalul, verificam ce amplificare avem pe LC la 1Khz din graficul de mai sus, se poate observa cam -23db, acuma corectia este simplu de aplicat, ea trebuie sa intersecteze frecventa de 1kHz la +23db pentru a aduce globalul la 0 in acel punct, mai stim faptul ca intre frecventa de rezonanta LC si zero-ul pus de catre ESR, corectia trebuie sa puna o panta de +20db/dec pentru ca insumandu-se, sa rezulte un global de -20db/dec, de la Flc in jos corectia trebuie sa puna o panta de -20db pentru ca globalul sa fie tot -20 si aici ( palierul evident ca nu influenteaza panta ), si in fine, de la ESR in sus trebuie un pol pentru o panta de -20 a corectiei care insumata cu cea de -20 a ESR sa creeze o panta de -40db necesara pentru stabilitatea la frecvente mari. Plecam pe grafic de la frecventa de 1Khz si amplificarea de +23db cu o panta de +20db pana la LC, apoi de acolo in jos cu panta de -20 pana la capatul din stanga al graficului, revenim la cei 23db/1kHz si continuam panta de +20db pana la ESR, apoi coboram de acolo cu -20db pana la marginea din dreapta a graficului. Corectia ar arata astfel cam asa ( linia cu verde ) :


Trasarea caracteristicii globale se face plecand de la marginea din stanga tinandu-se cont de faptul ca amplificarile din fiecare punct ( pol sau zero ) se insumeaza si se obtine nivelul la care trebuie sa ajunga caracteristica finala, si deci la inceput avem 6,6db de la linia cu rosu ( caracteristica LC ) plus cam 33db de la corectia RC ( linia cu verde ) deci un total de 39,6db si un punct de la care globalul ( care va fi trasat cu albastru ) pleaca, la frecventa de rezonanta LC de 194Hz avem 6,6db de la LC plus cam 8db de la corectia cu verde, deci un punct la 14,6db, mai departe la ESR ( 4Khz ) avem cam -47 de la rosu si + 36 de la verde, deci un punct la -11db ; globalul trebuie pur si simplu sa uneasca aceste puncte, si de la ultimul se merge cu o panta de -40 pana la marginea din dreapta, ceva de genul asta :


Si practic fara sa ne dam seama, intersectia liniei albastre cu cea de 0db se face chiar la 1Khz, adica exact cum ne-am dorit.

Ma opresc pentru moment aici urmand sa revin cu detalii despre cum se traduce asta in valori ale componentelor ( asa dupa cum cred ca banuiti multisim este foarte util si va fi folosit ), pentru moment va las sa digerati postarea asta cred un pic mai lunga, daca aveti nelamuriri nu ezitati, in masura in care am sa pot o sa va raspund la fiecare, este important sa aveti vointa si multa rabdare, si de ce nu si o doza de ambitie ca nu e ceva totusi imposibil de inteles ci doar putin mai complex si poate la prima vedere un pic intimidant dar va asigur ca daca eu am fost capabil sa inteleg chestia asta, atunci si voi cu siguranta veti reusi.

Numai bine.
Marian.

Editat Noiembrie 6, 2020 de Marian

[UDAR]

Felicitari pentru initiativa , Marian ! O observatie - cred ca ai ceva scapari la desenarea schemei in partea de reactie negativa - divizorul nu apare, compensarea mi se pare asezata ciudat.Si o precizare (iarta-ma, poate ca urma sa o faci tu ): tipul acesta de compensare, asa numitul "Tip III" , se aplica la tipul acesta de schema si de controler - nu este universal.

[Marian]

Cu divizorul ai dreptate si-ti multumesc pentru observatie, uite ca oboseala isi spune cuvantul si mi-a scapat, o sa il rog pe @Dr.L sa corecteze dupa ce ii voi spune eu ca mi se pare mai ok asa.

 

Compensarea nu mi se pare ciudat asezata, daca te referi la dispunerea in schema, atunci e pana la urma o chestie subiectiva, fiecare dispune asa cum crede el de cuviinta. Si nu in ultimul rand tot ce am postat aici la acest subiect se axeaza strict pe sursa ATX cu TL494 am subliniat asta cred de destule ori, deci implicit si compensarea despre care vorbesc aici.

[UDAR]

Ma refeream la C17, R12 , etc . Ma asteptam sa fie in paralel pe prima rezistenta a divizorului. Dar poate e OK si asa, si eu sunt obosit ....

[Marian]

Este AO neinversor, corectia se aplica la IN-.

[UDAR]

Ai dreptate, eram axat pe schema "de principiu" , cu inversor.

[Marian]

Salutari.

Sa trecem la treaba alegand valorile componentelor din compensare, asa cum am spus ma voi folosi de multisim ( V11 ) care este foarte util in asemenea situatii. Trecand peste generalitati in genul mod de functionare AO inversor sau neinversor presupunand ca fac parte din bagajul minim de cunostinte al fiecaruia interesat de domeniul alimentatoare si mergem la interpretarea directa in multisim a sistemului, pentru inceput trebuie reprodusa caracteristica LC trasata in grafice cu rosu. Schema ar fi aceasta:


O sa descriu schema pe scurt, ea are ca referinta masa pentru a fi mai usor de interpretat si reprodus ( in realitate referinta este evident cei 5V de la pinul 14 ), V1 este un generator de semnal sinus care ofera semnalul dorit a fi analizat de Bode Plotter ; voi incerca sa folosesc pe cat se poate notatii ale componentelor identice ca in schema postata anterior pentru a face mai usoara intelegerea lor, asadar R25 si R26 este divizorul identic cu cel din schema; U1 si U2 sunt Amplificatoare Operationale virtuale prezente in multisim la AnalogAnalog_VirtualOpamp_3T_Virtual, sunt operationale virtual ideale si usor de folosit. U1 ilustreaza Amplificatorul de Eroare al TL494 de la pinii 1 si 2, neinversor asa cum este cazul si in schema reala a sursei ; U2 ilustreaza raspunsul sistemului, per ansalmblu sistemul complet este inversor, astfel incat avand AE neinversor, U2 trebuie sa fie Inversor, el ilustreaza amplificarea aceea initiala AI gasita anterior, aici se poate merge in 2 directii, fie se pune o amplificare ca fiind rezultatul AI atenuat de divizor ( situatie in care divizorul nu se mai foloseste inaintea U1 ) fie se merge pe amplificarea gasita initial si se foloseste divizorul, eu merg pe a 2-a varianta, deci amplificare gasita de 15x si divizorul ala inaintea U1 prezent. Restul este simplu, L1 este chiar inductanta din schema la 338uH, C18 este echivalentul celor 2 condensatori de filtrare folositi, ( 1m+1m adica 2m/2000u ), iar R3 ilustreaza ESR-ul condensatorilor pe care l-am evaluat la 20m Ohm, adica 0,02 Ohm.

XBP1 este instrumentul cu care monitorizam raspunsul sistemului, cel care ilustreaza in simulator graficele desenate mai sus, are 2 moduri de afisaj, Magnitude care ilustreaza Castigul versus Frecventa, si Phase care ilustreaza Faza versus Frecventa.

Magnitude, la acesta domeniul frecventa de interes se seteaza de la Horizontal unde F este frecventa maxima de interes, in cazul de fata 100Khz, iar I este frecventa minima de interes, punem 10Hz ; gama de interes a Castigului se seteaza de la Vertical, puneti ce valori credeti de cuviinta, in cazul de fata +/-60db mi se pare suficient.

Phase, la Horizontal avem domeniul de frecventa de interes, la fel ca si dincolo trecem 10hz – 100Khz, iar la Vertical domeniul de afisaj al fazei, ne intereseaza un maxim de +/-180gr.

Cam acestea ar fi setarile necesare, acuma se poate rula simularea si analiza raspunsul obtinut care la Magnitude este:


Aceasta trebuie modificata astfel incat sa arate aproximativ cam la fel cu linia cu albastru din graficele de mai sus, si pentru asta trebuie sa lucram la U1 care sa reproduca linia cu verde din acele grafice, asadar pentru moment ne limitam la a monitoriza pe U1 :

Primul pas este punerea pantei de -20 care incepe de la 10Hz pana la rezonanta ( reamintesc ca ma refer aici doar la linia cu verde de pe grafic ), adica punem la 10Hz un pol, si acolo amplificarea vad din grafic a fi cam 33db, deci conform formulei :


Rezulta ca avem o amplificare de 44,6 ori la 10Hz, aceasta scade cu 20db per decada o data cu cresterea frecventei, asa cum am spus mai inainte acesta este comportamentul unui pol, care poate fi reprodus punand un condensator intre iesire si inversoare, si o rezistenta intre inversoare si masa, in cazul de fata R16 din schema ( din care am scos divizorul care pentru moment nu ne intereseaza ):


Reactanta C1 scade o data cu cresterea frecventei deci amplificarea se reduce cu -20db per decada, principiul este asadar asigurat, mai ramane de calculat valoarea sa, asa cum am spus la 10Hz trebuie sa avem o amplificare de 44,6x, reactanta C1 la 10hz necesara este: , adica: . Din asta putem afla valoarea necesara a C1 pentru aceasta frecventa si reactanta stiind ca , deci avem pentru C1 166n care nu este tocmai o valoare standardizata, dar pentru moment ramane la aceasta valoare in multisim urmand ca apoi sa alegem si valori mai usor de gasit. Acum schema devine asta in multisim:


Si raspunsul in bode plotter:


Avem amplificare de cca 33db la 10Hz si panta de -20db/dec dupa, deci este in regula. In graficele anterior postate la corectia cu verde avem in principiu un dublu zero la rezonanta si un dublu pol la ESR, acestea trebuiesc reproduse, incepem evident cu zero-urile, si primul este realizat inseriind o rezistenta ( R15 din schema reala a sursei ) cu C1, care sa puna un palier, de la care se poate pleca cu al 2-lea zero, frecventa de interes este 194Hz, C1 este 166n, deci valoarea rezistentei este

Schema si raspunsul:

Mai departe urmeaza cel de-al 2-lea zero tot la 194hz, acesta se realizeaza montand un condensator in paralel pe R16 ( C17 din schema sursei ) care condensator datorita scaderii reactantei cu cresterea frecventei, cauzeaza cresterea amplificarii cu panta de +20db/dec, valoarea sa este

Schema si rezultatul:

In continuare avem polul dublu de la ESR, primul este realizat prin inserierea C17 cu o rezistenta ( R12 in schema sursei ) care sa limiteze scaderea rezistentei dinspre inversoare la masa la un anumit nivel astfel incat limitand si cresterea amplificarii pana la un punct, cu alte cuvinte punandu-se un palier. Valoarea necesara R12 este

Schema rezultata si raspunsul ar fi:

Ar mai fi de pus ce de-al 2-lea pol, acesta se realizeaza montand un condensator intre iesire si inversoare ( C15 in schema originala ) care practic strapeaza C16 si R15, caracteristica sa de a isi scadea reactanta cu cresterea frecventei limiteaza deci amplificarea la frecvente mari, punand panta aceea de -20db de la final. Valoarea sa este

Schema si raspunsul:

Ne ramane sa completam schema adaugand si U2 si divizorul la loc pentru a observa raspunsul global, intai schema rezultata :


Amplificarea fata de frecventa ce ne intereseaza:


Avem intersectie a globalului cu 0db la 1kHz asa cum ne-am dorit si pe panta de -20db, deci la acest capitol conditiile de stabilitate sunt indeplinite, acum faza in functie de frecventa :


La intersectie ( 1Khz ) avem +52,8gr, sub maximul de 60, deci suntem in limitele ok si aici, cu alte cuvinte compensarea cam asta ar fi la modul ideal. Pare complicat dar va asigur ca nu este asa, in practica este nevoie sa se asimileze anumite chestii de baza care apoi face din asta o rutina si de multe ori graficele nu ne mai trebuiesc, punem direct in multisim caracteristica initiala si de acolo plecam cu ce avem nevoie, sau pentru acuratete se poate pastra metoda desenarii graficelor si dupa aia multisim, e o chestie de preferinta, fiecare cum i se pare mai usor de inteles. Mie unul mi se pare uneori mai dificil de ales valorile standardizate decat calculul compensarii in sine si asta deoarece avem 6 componente toate direct interdependente.

Editat Noiembrie 6, 2020 de Marian

[UDAR]

Excelent!Mai putem observa ca bobina reala avand o anumita rezistenta "ciocul" de la polul dublu LC nu este chiar atat de ascutit si curbele arata chiar mai bine.