Proiect buck converter cu uc3843

[Marian]

In regula, frecventa oscilator 100khz ( la fel si la iesire aici ). Zi seria mosfetului pe care vrei sa-l folosesti, ma uit si eu putin in pdf.

 

Eu am estimat randamentul regulatorului, problema cu acumulatorul tau ramane aceeasi indiferent ce regulator folosesti.

 

Cu traf de curent este mai dificil pentru ca trebuie resetat miezul la Toff, probabil ca se poate face si asta pe o tensiune inversa corespunzatoare insa te complici, plus ca e posibil sa contribuie si el la ceva oscilatii pe rampa de la pin 3. Mai degraba as zice si eu un AO suficient de rapid ( minim 5V/uS, preferabil mai mult ) si care sa poata fi alimentat asimetric, sa permita intrarea pana la masa si sa poata duce iesirea cat mai aproape de masa, il fac AO neiversor cu castig de maxim 10 ( daca te duci mai sus pe langa eventualele probleme legate de banda sa mai poti avea probleme si cu un eventual offset al intrarilor care iti poate afecta precizia ). Astfel reduci pierderile pe shunt cam de 10 ori, ceea ce ridica sensibil randamentul.

[ain]

FDB7030BL N-Ch. 30V 60A 65W 0.009Ohm 2400pF 14ns

 

Ideea e ca n-as vrea o limitare a curentului riguroasa. M-ar multumi o limitare mai degraba a curentului tras din acumulator. Daca depaseste un prag (sa zicem 4A) sa limiteze drastic tensiunea de iesire. Adica sa nu forteze limitare la 4A pe iesire, sa permita 4-5-6A, dar sa scada mult tensiunea de iesire.

Ceva in genul propus de giongiu pe pagina anterioara, dar cu un tranzistor.

Editat Februarie 15, 2016 de ain

[UDAR]

Doar două atenționări :

 

1. Atențe cu transformatorul de curent când avem și componentă continuă .

2. MOSFET-ul de mai sus are timpii ăia atacat cu 6 Ω. 

[ain]

@UDAR,

Multumesc. Insa mosfetul trebuie sa stea in conductie 7750 nS. Chiar daca va fi atacat cu 10 Ohm, si ton sa zicem ca se tripleaza (nu cred ca este cazul) 50-60 ns off-on-off tot e sub 1% din timpul total.Cum sursa scoate vreo 35W, estimez in jur de 0.2W pierderi datorita comutatiei. Gresesc? 

Editat Februarie 15, 2016 de ain

[Marian]

Timpii de comutatie depind de curentul cu care poarta este comandata ( UC poate +/-1A maxim ) si de capacitatea pe care acesta trebuie sa o incarce/descarce, in cazul tau ar fi 1,7n la Ciss din cate vad in pdf. Ar trebui sa fie ok la capitolul pierderi in comutatie zic eu...

[UDAR]

@ain  Greșești la calculul pierderilor în comutație ca mod de calcul  . Acestea nu sunt procent din puterea utilă a sursei ci din puterea comutată de dispozitiv  dar în acest caz valorile sunt apropiate . 

 Iar la întrebarea cît de repede va comuta în realitate , răspunsul îl va da practica. 

Totuși atenționez că blocarea MOSFET-ului se face prin 10Ω plus ce se transmite din 1k ( de ordinul a 1k/ß) . 

Editat Februarie 15, 2016 de UDAR

[Marian]

@Ain mergi pe AO? Si daca da, te-ai decis si care?

[ain]

@ain  Greșești la calculul pierderilor în comutație ca mod de calcul  . Acestea nu sunt procent din puterea utilă a sursei ci din puterea comutată de dispozitiv  dar în acest caz valorile sunt apropiate . 

 Iar la întrebarea cît de repede va comuta în realitate , răspunsul îl va da practica. 

Totuși atenționez că blocarea MOSFET-ului se face prin 10Ω plus ce se transmite din 1k ( de ordinul a 1k/ß) . 

O solutie ar fi sa fac comanda mosului asimetric? Sa pun o dioda de comutatie in paralele cu rezistenta de comanda. Eventual inseriata cu o rezistenta sensibil mai mica decat cea initiala? Am vazut ca se practica topologia asta.

Am la servici acces la un osciloscop (analogic). Cum bine zici o sa testez. O sa cresc progresiv consumul si o sa urmaresc forma semnalelor. Plus temperatura. Mosfet prea cald, incerc modificarea comenzii sau scad frecventa.

@Ain mergi pe AO? Si daca da, te-ai decis si care?

@Marian,

Scuze ca n-am mai scris astazi, am avut o zi plina.

Daca ar fi sa fac schema cu AO, atunci as replica proiectul tau dezvoltat pe acest topic. Insa doresc sa fac ceva mai simplu. AM 2 prioritati:

Prioritatea 1, ar fi sa termin compensarile schemei tale simplificate (fara AO). Voi citi cu atentie acest topic sa vad daca ma prind. Problema mea e sa feusesc sa transpun schema aleasa intr-un circuit echivalent. Stiu cum se verifica stabilitatea la amplificatoarele audio, si stiu ca e aproximativ aceeasi problema. Studiez si daca nu unteleg ceva voi intreba.

Cu valorile alese de mine pentru schema ta sunt problema grave de stabilitate: am un regim tranzitoriu urat initial, dupa care oscileaza si la o alta frecventa decat cea data de UC.

Daca nicicum nu-i dau de cap, trec la planul de rezerva: prioritatea 2. Voi incerca joi sau vineri sa fac schema lui Danyk (postul 192). Mai ales ca aia are si pcb in maniera in care fac eu de obicei pcb-uri

Convertorul il fac cu buget zero (adica am toate piesele). Asta insemna ca si daca imi fac montajul Danyk, as putea mai tarziu imi pot un montaj de rezerva dupa o alta schema. Oricum saptamana asta vreau sa fac practic una din variante.

Inca o data iti multumesc pentru amabilitate. 

 

LE: ah, si m-am gandit cum rezolv problema disipatiei mari pe sunt. Folosesc 0.1 Ohm (adica o limitare pe la 11A) si o siguranta de 5A. Nu stiu inca daca trebuie rapida sau mai putin rapida.

Editat Februarie 15, 2016 de ain

[Marian]

Asa se intampla cand te grabesti insa nu esti sigur ce vrei sa faci. Ti-am zis, este prematur sa simulezi schema mea acum, n-am nici o indoiala ca oscileaza, pana aici am tot intrebat una, alta, ca sa stiu ce vrei sa obtii, sa stiu parametrii de lucru pentru adaptare schema.

 

Shunt-ul de 0,1 fara AO nu este o solutie pentru ca schimba complet datele problemei la inductanta, deci iarasi te grabesti, cu sau fara AO compensarea in frecventa pentru AE tensiune este aceeasi, deci poti face simulare cu sau fara AO. Pe langa compensarea in frecventa, este posibil sa fie nevoie de o compensare de rampa pentru intrarea din pinul 3 datorita umplerii mari, inca n-am avut timp sa ma documentez detaliat despre subiect, o voi face si abea apoi voi veni cu ceva sugestii.

 

Asadar daca te intereseaza schema mea atunci zi si purced la completarea ei cu explicatiile de rigoare pentru a se intelege ce si cum, important este sa nu te mai avanti in simulari pana nu iti zic eu sa o faci. Asadar ramane alimentare minima 12V, iesire 9,3V, frecventa 100khz, curent maxim 4A, ok asa? Daca da atunci ajustez schema si revin. Trebuie doar ceva mai multa rabdare, electronica nu se face in graba.

[ain]

Asadar ramane alimentare minima 12V, iesire 9,3V, frecventa 100khz, curent maxim 4A, ok asa? 

Da. Atasez schema cu notatiile tale.

[Marian]

In regula atunci, cu 8k2+2,2n ai 95khz, F=1,72/(RC), deci 10,5uS=T, umplerea maxima ramane aceeeasi setata de alimentarea minima si iesirea dorita, deci Ton 8,13uS si Toff restul, adica 2,37, inductanta 29uH. Am redus cei 2 conzi de pe iesire la cate 470u, frecventa mare cumulata cu un curent destul de mic, adica e destul asa, probabil si ceva mai ieftin.

 

L2 este pentru a izola reactia de sarcina ( compensarea ), valoarea sa nu e critica, cateva zeci de uH ar trebui sa fie in regula, si cum filtreaza un curent continuu, nu ai aceleasi restrictii la miez ca si la inductanta de la stabilizare, adica aici pui ce gasesti, important este sa suporte curentul maxim fara saturatie a miezului. R16 va trebui sa constituie sarcina minim permanenta pusa regulatorului, necesara pentru stabilitate, probabil valoarea sa o vei putea optimiza cel mai precis la teste practice.

 

Ar mai fi de mentionat ca R4 din desenul tau poate lipsi si ca C5 n-ar strica sa fie putin mai mare, tipic se foloseste acolo 470p, dar il poti optimiza si pe el la teste practice sau eventual in simulator. La divizorul de la referinta 431 am pus alte valori fata de ce ai tu in desen, atat pentru precizia tensiunii de iesire cat insa mai ales ca asa mi se parea un curent poate prea mic la referinta cu acel divizor, am pus 1k2+3k3 care dau un 9,375V.

 

La ledul opto, R11 si R12 influenteaza castigul DC al caracteristicii initiale de la compensare, si punctul de lucru al iesirii 431 care este bine sa fie cat mai aproape de jumatatea tensiunii de la iesire. R12 ar putea ramane 560R cat ai pus tu in desenul de mai sus, pentru a alege R11 insa, trebuie stiut curentul prin ea, care este suma dintre curentul prin R12 si curentul prin ledul opto, si asta din urma este dictat de sarcina tranzistorului din opto, si randamentul opto pentru acel curent ( CTR-ul ), si pentru a afla asta trebuie stiuta variatia de curent ce ne intereseaza prin tranzistorul opto. Acesta prin colectorul sau trage pinul 1 inspre masa, plaja de interes la acest pin este intre 1,2 si 4,2V, cam acestea sunt pragurile care dau umplere minima si respectiv umplere maxima de la comparatorul de curent, deci pe astea le iei in calcul. Si pentru 1,2V ai asa:

 

Si pentru 4,2 ai:

 

Curentii minim si maxim prin tranzistorul opto sunt:

 

 

Randamentele corespunzatoare estimate din pdf-ul opto:

 

Si curentii prin led:

 

 

Iesirea TL431 ar trebui sa fie undeva pe la 4,5V, din care daca scazi 1V pentru led-ul opto, mai raman ca, 3,5V care ar trebui sa pice pe R11. Curentul prin ea este asa cum am zis suma dintre curentul prin R12 si curentul prin led, cu cca 1V pe led, ai pe R12 cam 1,78mA, care insumati cu cei 2,63mA curent maxim estimat prin led, ar fi 4,41mA curent maxim prin R11, ar fi cam 820R acolo, cu iesirea TL431 la aproximativ 4,6V mai jos de + la curent maxim si 3,5 la curent minim, adica ar cam fi in regula.

 

Am pus si mosfetul pe care zici ca vrei sa-l folosesti, cred ca ar trebui sa fie in regula chiar si fara radiator, ii faci un pad de cupru ceva mai maricel si de care lipesti talpa metalica. Cam asta ar fi schema:

 

Ar mai ramane compensarea, si pentru asta trebuie trasata caracteritica aia initiala ( raspunsul sistemului ), castigul in DC este raportul dintre tensiunea de la iesire, si variatia de la iesirea 431, care variatie este data de variatia de curent de la led, prin R11, si am zis ca limitele sunt 1,37mA si 2,63mA, deci o variatie de 1,26mA, care prin R11 de 820R dau o variatie de tensiune de 1,03V, castigul DC este deci 9,3/1,03, adica 9x, sau 19db.

 

Polul este:

 

Adica 964Hz in cazul de fata. Pe caracteristica mai trebuie pus zero-ul de la ESR, adica 1/(6,28RC), unde R este chiar esr-ul, aici nu stiu ce condensatori vei folosi, deci nici ESR-ul, ramane sa alegi tu si sa pui in formula, apoi sa desenezi graficul initial, gasesti cum atat aici pe topicul asta cat si pe topicul meu didactic despre modificare ATX.

 

PS: Cer scuze pentru postarea lunga insa sper sa se retina de ce am zis ca te-ai grabit cu acea simulare, schema este simpla la aspect, dar nu toate valorile sunt foarte simplu de obtinut.

 

Spor.

[UDAR]

Nu sunt sigur că am fost destul de atent la ultimele postări deci îmi cer scuze anticipat în caz că nu .

Polul ăla nu e calculat corect , avem un buck cu Current Mode Control , polul dublu dat de in ductanță nu apare .

[Marian]

Intr-adevar pare-se ca am incurcat putin topologiile cat priveste compensarea si cer scuze pentru asta si totodata multumesc UDAR pentru corectie, o dovada a faptului ca nu e ok sa te plafonezi in ceea ce crezi ca stii...

 

Acel pol dublu nu apare la modul de control in curent, mai exact este impartit in 2, numai ca par sa fie oaresce contradictii ( cel putin in ceea ce eu am citit ) cat priveste modalitatea de pozitionare a celor 2 poli, in unele lucrari am observat pe primul ca fiind redat doar de sarcina si capacitatea de filtrare, in altele am observat formule care includ si castigul buclei de curent ( n-am inteles aici logica ), iar al 2-lea pol unii spun ca este jumate din frecventa de lucru, altii spun ca este o functie a inductantei si a castigului buclei de curent ( si iarasi n-am inteles logica nici aici )... Al 2-lea pol oricum ar trebui sa fie mult peste intersectia aleasa, deci n-ar trebui sa influenteze prea mult, insa nu mi-e clar la primul, care este foarte important, ce se intampla daca pui un LC suplimentar pentru o iesire mai filtrata? Pe care C il iei in calcul, si ce influenta are L ( daca are ) la primul pol?... O sa ma mai documentez, deoarece pentru moment nu mi-este jena sa admit ca n-am suficiente date.

[ain]

@Marian,

Multumesc pentru calcule. Sa vedem daca am inteles:

 

F_LC=1/(2*pi*sqrt(L*C))=1/(2*3.14*sqrt(29E-6*1E-3))=934.6 Hz

 

F_ESR=1/(2*pi*R*C)=1/(2*3.14*0.04*1E-3)=3981 Hz

 

Trasat cu rosu caraceteristica.

Ales F_0dB=2.5kHz (cam la mijlocul intervalului). Trasat cu verde caracteristica de corectie.

Pana acum e bine?

 

LE: imi cer scuze, am postat fara sa observ ca @marian a intervenit pe topic. Las totusi ce am postat, si intre timp incerc sa obtin caracteristica globala folosind LTSpice. La montaje mai simple reusesc sa o trasez, dar aici nu-mi merge. S-ar putea sa fie din cauza UC-ului. 

Editat Februarie 16, 2016 de ain

[UDAR]

În teorie - la CMC ideal - polul determinat de inductanță nu apare de loc . Apare un pol determinat de produsul C* R_{Load  ,} un zero la C*ESR și , eventual , un zero în semiplanul drept . Inductanța influențează însă într-o măsură compensarea de pantă - dacă e necesară și aici probabil că este . 

Dacă dorești pot să pun ceva link-uri ( Nici eu nu stăpânesc ”la finețe” problema ) .

În ce privește filtrul adițional este de obicei în afara buclei de reacție negativă și atunci nu intervine în analiza stabilității . 

 

PS Faptul că acest pol nu intervine face compensarea mai simplă - de multe ori vezi un singur condensator , rar două la UC384x . La VMC vezi însă frecvent doi sau , de obicei ,  trei condensatori . 

Editat Februarie 16, 2016 de UDAR