Proiect buck converter cu uc3843

[Marian]

@ain cam asa se poate simplifica:

 

Trebuiesc recalculate valori pentru cerintele tale insa nimic nu-i prea complicat.

[ain]

@marian,

Merci mult. Schema asa e atractiva. Imi poti sugera valori pentru inductante? Inteleg ca nu sunt cuplate magnetic. Pot fi realizate pe toruri de pulbere metalica (materiale -26 -52). Pentru 9.3V - max 4A iesire. In rest nu cred ca o sa am probleme cu alegerea valorilor (o sa ma inspir la partea cu 431 din scheme de surse ATX).

@UDAR,

 

Am facut modificarile sugerate de tine si regimul tranzitoriu se extinde in timp, insa tensiunea fluctueaza intre limite mai mici. Urmeaza sa incerc o optimizare a componentelor pentru un randament mai bun. Merci mult. Atasez schema.

Editat Februarie 14, 2016 de ain

[UDAR]

Condensatorul de 220p trebuie pus spre masă , formează un filtru pentru curentul de comutare al MOSFET . Deși , dacă mă uit mai bine , aici nu pare necesar . L-am menționat din obișnuință . 

Ai făcut vreun calcul pentru compensarea buclei sau ai pus așa ca plecare pentru trial-and-error ? N-am văzut menționat ESR la condensator . 

Editat Februarie 14, 2016 de UDAR

[ain]

@UDAR,

M-am prins si eu de cond-ul de 220p. Si ai dreptate: nu e mare diferenta, dar pus fata de masa se raspunsul devine stationar mai repede.

Parametrii de rezistentente serie sunt prezenti si la condensatori si la inductor (cu valori realiste). Insa nu am facut vreun calcul, am luat valori de plecare din scheme gasite pe net. Doar inductorul e calculat.

 

LE: am modificat schema din postul 197 astfel incat sa aiba condensatorul conectat corect.

Editat Februarie 14, 2016 de ain

[UDAR]

Da , am văzut 40mΩ ... 

 

EDIT Poate că compensarea de rampă trebuie totuși menținută dar regimul tranzitoriu sigur nu e de acolo . Mai vedem mâine , eu mă cam retrag . 

Editat Februarie 14, 2016 de UDAR

[ain]

Merci. M-am jucat cu schema din postul 197 si protectia asta la suprasarcina e destul de ineficienta, in sensul ca pe rezistorul R6 se disipa prea multa caldura. In topologia asta prin R6 trece curentul de iesire (cel mare) tot timpul. In topologia propusa de @marian si in cea din postul 185, prin rezistenta aia trece curent mai mic (de intrare) si din cand in cand. Diferenta e mare, de 3-4 ori mai mare disiparea in varianta din postul 197.

Am simulat si schema lui @marian. Mai trebuie sa lucrez la compensare (am luat R7=640k, C11=47p, C10=6.8p - notatiile din schema originala) - sunt probleme de stabilitate.

Editat Februarie 14, 2016 de ain

[UDAR]

Observație corectă cu mențiunea că rezistența aia nu face doar protecția la suprasarcină , semnalul de pe ea este esențial pentru funcționarea regulatorului Current Mode . 

[Marian]

Referitor la schema simplificata pusa de mine mai sus, mai e putin de lucru pana sa o poti simula pentru ca trebuie adaptata cerintelor tale, si prin urmare trebuiesc alese valori noi, mai cu seama la compensare unde totul trebuie recalculat, pentru asta trebuiesc stabiliti clar parametrii limita de lucru, inteleg ca iesirea vrei sa fie 9,3V la 4A, in ce limite accepti sa functioneze alimentarea? Adica de la ce prag maxim pana la ce prag minim? E important sa-ti setezi pragurile astea pentru ca ele stabilesc umplerile respective, si in functie de ele ar putea fi necesara inclusiv o compensare de rampa ( poti incerca initial fara in simulator ). Zi-mi alimentarile si-ti recalculez eu schema cu componentele lipsa si o pun aici, urmand ca ulterior sa punem la punct si compensarea.

 

PS: In shuntul din schema pusa de mine, curentul mediu este cel al alimentarii, iar asta este I_OUT*D, la buck curentul de pe alimentare este deci intotdeauna mai mic decat cel de sarcina, curentul asta mediu stabileste disipatia pe shunt si intr-adevar este mai mica asa.

[ain]

Multumesc mult pentru ajutor la amandoi.

 

Forta electromotoare a acumulatorului o am in vedere intre 16.8V si 14.4V (asta ar corespunde la incarcare de 100%, respectiv vreo 35%), insa din cauza rezistentei interne mari tensiunea de alimentare scade in sarcina maxima (4A) pana spre 12V. Deci intervalul 12-16.8V.

[giongiu]

Cateva pareri...S-ar putea folosi UC3843 si IR2110,ca driver flotant, care sa comande un mosfet N, astfel vei avea minusul comun. Daca mergi pe mosfet P, poti scapa de bipolarul inversor si totem pole, folosind un driver inversor, gen TC442x. Pentru a micsora puterea disipata de suntul ce citeste curentul, se poate folosi un AO rapid, care sa amplifice caderea de tensiune, sau chiar traf curent. Un exemplu...http://danyk.cz/dcdc.html

Editat Februarie 15, 2016 de giongiu

[UDAR]

De acord cu soluțiile propuse, este calea corectă de rezolvare . Doar dacă OP nu consideră prea complicat ...

Iar operaționalul ăla nici nu trebuie colosal de rapid dar, evident , nu LM358 . Cred că un TLC271 setat pe High Mode este OK. 

[ain]

Pentru a micsora puterea disipata de suntul ce citeste curentul, se poate folosi ..., sau chiar traf curent. Un exemplu...http://danyk.cz/dcdc.html

Super ideea. Am recuperate vreo 2 bucati miniaturale. O sa incerc o simulare.

[giongiu]

Merge si cu mosfet P, eu am facut recent o sursa reglabila de curent constant,alimentata cu 12V, de max 30A, cu UC3843, driver inversor TC4427 si trei mosfeti in paralel. Caderea de tensiune de pe sunt, amplficata cu un MCP6021, AO neinversor, cu amplificarea reglabila.Dar aici fiind vorba de o putere mica, se justifica si solutia aleasa, inversor si totem pole .PSO smecherie ce ajuta la micsorarea puterii disipata de sunt, e folosirea unui NPN repetor, baza in pin 4, colector in pin 8, iar din emitor la masa, un semireglabil de 1K. Din cursor, o rezistenta de 1-4,7K, in pinul 3. Astfel se aduce in pinul 3, un semnal reglabil ca amplitudine, care se insumeaza cu cel de pe sunt.

Editat Februarie 15, 2016 de giongiu

[Marian]

Multe solutii propuse, dar la fel de multa indecizie din partea ta @ain... As zice ca cel mai important pas pe care il poti face acum este sa te hotarasti ferm pe o configuratie si sa ramai cu ea pana la capat, altfel progresul este dificil.

 

Eu totusi elaborez schema mea, poate ajuta si pe altii, poate le da idei...

Asadar frecventa de lucru acolo este 78khz, deci 12,8uS=T. Alimentare minima 12V, iesire 9,3V ( cam mica alimentarea minima dar fie... ), deci umplere 77,5%, adica 9,92uS la Ton, si 2,88 la Toff. Curent maxim dorit 4A, variatie curent prin inductanta 0,2Iout, adica 0,8A. Cadere estimata pe redresare 0,5V ( dioda schottky ), deci tensiune luata in calcul pentru calcul inductanta 9,3+0,5, adica 9,8V. Inductanta este (U*Toff)/dI, adica (9,8*2,88)/0,8, adica 35uH.

 

Curent de varf prin inductanta Iout+(dI/2), adica 4+(0,8/2), adica 4,4A. Curent mediu alimentare Iout*D, adica 4*0,775, adica 3,1A. Curent de varf prin mosfet ( si implicit prin shunt ) Ialim+(dI/2), adica 3,1+0,4, adica 3,5A. Shuntul este deci 1V/3,5A, adica 0,28R ( mergi pe 0R27 ca valoare standard, se mareste putin limitarea ), putere disipata in shunt cam 2,5W. Presupunand un mosfet cu Rds-On de 10m Ohm asta inseamna pierderi in conductie directa de cam 0,1W, la care se adauga cele in comutatie ( aici trebuie Ciss mic pentru a avea pierderi mici ), sa zicem un 0,5W prin mosfet. Dioda cu cei 0,5V ai sai ar disipa (4*0,5)*(1-D), adica tot pe la 0,5W, la care daca mai adaugi probabil 1-2W ( la plesneala ales ) prin inductanta atunci un randament global estimat ar fi pe la 90%...Zic si eu, nu dati cu parul...

 

Cam asa ceva:

 

PS: Daca e careva interesat de ce palavragesc eu aici, o sa continui, daca nu intereseaza pe nimeni atunci... ciocul mic

[ain]

Multe solutii propuse, dar la fel de multa indecizie din partea ta @ain... As zice ca cel mai important pas pe care il poti face acum este sa te hotarasti ferm pe o configuratie si sa ramai cu ea pana la capat, altfel progresul este dificil.

@marian, prin definitie sunt intr-o situatie in care nu pot fi prea decis. Nu am mai facut asa ceva, asa ca nu stiu de la inceput care topologie este optima. Vad variante, le incerc in simulare si cea care imi da randament maxim (pastrand o complexitate redusa si utilizand piese pe care le am) va fi castigatoarea.

Intuitia initiala imi spunea ca e de evitat o schema cu transformator, si e de preferat o varianta cu nmos, evitand utilizarea de bipolari de putere. 

Asadar frecventa de lucru acolo este 78khz, deci 12,8uS=T. Alimentare minima 12V, iesire 9,3V ( cam mica alimentarea minima dar fie... ), deci umplere 77,5%, adica 9,92uS la Ton, si 2,88 la Toff. Curent maxim dorit 4A, variatie curent prin inductanta 0,2Iout, adica 0,8A. Cadere estimata pe redresare 0,5V ( dioda schottky ), deci tensiune luata in calcul pentru calcul inductanta 9,3+0,5, adica 9,8V. Inductanta este (U*Toff)/dI, adica (9,8*2,88)/0,8, adica 35uH.

As lucra un pic mai sus, la 100KHz (am gasit un nmos smd cu ton 14ns, toff fiind chiar mai scurt). modific R3 la 8.2k. T=10us. Deci 7.75uS la Ton si 2.25 la Toff. Voi folosi o semipunte schottky to220, estimare cadere 0.45V. Inductanta minima 9.75*2.25/0.8=28uH, practic tot acolo.

 

 

Pana la urma 90% pare bun. In realitate e mult mai mic (pentru conditiile date de tine) deoarece nu ai inclus pierderile pe rezistenta interna a acumulatorului. Asa cum am calculat eu randamentul - luand forta electromotoare a acumulatorului, nu tensiunea la borne - iese in jur de 75%, adica practic randamentul unui stabilizator linear. E adevarat ca astea sunt conditiile cele mai dure, randamentul in conditii optime (16.8V la intrare si 3A la iesire) randamentul va fi mult mai bun.

 

Singurul aspect care nu-mi place la schema ta e pierderile mari pe sunt. Din acest motiv as fi tentat sa incerc o varianta cu trafo curent.

Daca ma ajuti sa fac compensarile din schema propusa de tine (postul 209), voi incerca mai apoi o varianta in care inlocuiesc suntul cu un trafo curent.

Stiu principiul compensarii (am urmarit topicul ala in care explicai compensarea la TL494). Daca ma ajuti sa inteleg circuitul echivalent, de acolo cred ca ma descurc si singur.

Editat Februarie 15, 2016 de ain