Calcul traf. SMPS (comutatie)

[cristi7521]

Poti masura cu multimetrul setat pe tensiune continua tensiunea pe condensatorul C17, tensiunea nu trebuie sa depaseasca 200V (in general). Tensiunea depinde si de inductanta de scapari, de cat de bine ai bobinat transformatorul. Daca tensiunea este mai mare poti micsora R9 ca valoare pentru a o scadea.

Tensiunea la iesire nu depinde de caderea de tensiune pe dioda, aceasta depinde doar de divizorul de la TL431 - R10+R12 si R18, daca modifici acolo poti sa cresti tensiunea.

[Kosmin]

Modelul folosit este ICE3AR1080JZ un controller cu frecventa fixa (100kHz).

Acum 2 ore, Galagie a spus:

Am pus transformatorul la loc in circuit, din pacate aceeasi manifestare, ca sa imi dau seama ulterior cititnd mai atent prin datasheet, ca pe pinul de alimentare al integratului, ca sa iasa din UVLO, tensiunea auxiliara trebuie sa depasasca 17V la start... desi pragul minim de intrare in UVLO ar fi de vreo 10.5v...

 

Eu acolo aveam un zener de 15V... dioda D4 din schema

 

Am pus un zener de 18V si functioneaza .

 

Am pus o sarcina, respectiv 2 x 100 ohmi in paralel, tensiunea este undeva la 11.6V,  curentul este undeva la 0.25A

 

Am incercat si cu 3 x 100 ohmi in paralel, tensiunea deja scade la 9.8V.

 

Tensiunile sunt ceva mai mici decat ma asteptam, adevarul e ca am folosit aceeasi tip de dioda si in snuber si pe redresarea din secundar, care are un Fwrd voltage destul de mare 1.7, la care nu m-am gandit initial.

 

Am  facut si scurt circuit pe iesire, se aude un ticait mic, cum isi da restart controlerul.

Ce-i drept poza e "taman la pagina 8"... dar ii zice power-management capitolului deci merita citit la o prima utilizare a integratului 

 

Are o secventa destul de interesanta la pornire, in cele 10ms. Generatiile mai vechi nu erau "asa destepte".

 

[Galagie]

 

 

Acum 1 oră, dumitrumy a spus:

 

#####################################

EDIT: ce compensare are 431?

###############################

CITAT:    Am folosit un integrat mai putin comun, respectiv  ICE1AR10080 de la infineon

 

Greseala mea, imi cer scuze, este vorba de ICE3AR10080.

 

Nu m-am concentrat pe bucla de reactie, in stadiul actual, urmeaza sa mai ajustez valorile componentelor pe acolo 

 

Si mie imi par putin ciudate valorile din bucla de reactie, cel putin 820nf, imi pare cam mare acolo.

 

Valorile folosite in bucla, sunt date de un calculator in excel   "Infineon-CalculationTool_fixed-frequency_5th_generation_CoolSET_ICE5xRxxxxxZx-DevelopmentTools-v01_10-EN" si design de referinta acesta "AN-EVAL3AR0680JZ"

 

Inductanta de scapari masurata e 49uh,   iar cea estimata in toolul lor e 43uh

Editat Aprilie 30, 2023 de Galagie

[ionut120v]

Controllerul acesta e nepretentios, singura instabilitate care ar putea apare este la comutarea in burst mode, cele pseudorezonante sunt mai capricioase la inductante de scapare mare, dar cand pui 6 secundare unul peste altul acolo ajungi, din cele cu un secundar se gasesc gata facute.

[Galagie]

sursa in cauza, va  alimenta chiar o sursa rezonanta cu ICE1HS01G1   si un traf etd39. O sa ajung si la aia...

 

Dar pana una alta incerc sa imi re-aduc aminte detaliile despre proiectarea buclelor de reactie, si sa pun la punct reactia la acest flyback, nu am mai mesterit la un smps de ani buni...

Editat Mai 5, 2023 de Galagie

[ionut120v]

La bucla de reactie stabilitatea este in legatura cu caracteristica functiei de transfer. personal optez pentru bucle rapide si las ca pol dominant polul generat de filtrul de iesire al sursei, in caz ca opezi ca ca polul dominant sa fie in bucla de reactie trebuie intergrat destul de puternic, cat, ramane de experimentat, am vazut chiar si 10 microfarazi in surse de fabrica ce foloseau tl 431, in caz ca am incercat sa-l micsorez sursa s-a ars.

 

In cazul tau nu e obligatoriu un optocuplor care e lent, poti citi tensiunea secundarului auxiliar deorece nu ai nevoie de stabilzare precisa, astfel bucla de reactie e mai rapida.

[Galagie]

Nu imi este mie clar care-i faza cu poli si zerourile alea.

 

Bobina plus condensatorul formeaza un pol dublu ( -40 db/decada + defazaj de 180?).

 

Apoi mai este un pol simplu dat de condensator+esr (-20db/decada + defazaj 45grade)

 

Daca nu ai bobina pe iesire, care-i polul dominant? Cel dat de condensator si esr? 

 

Si cum se raporteaza astea la frecventa de taiere, care din cate vad este F_comutatie/5 sau /10?

 

Din cate imi amintesc asa vag... imi amintesc ca trebuie pastrata o margine in faza de 40grade , dar nu mai stiu fata de care pol te raportezi cu marginea aia...

 

Marginea asta de faza fata de care pol trebuie pastrata?

 

 

 

 

 

 

Editat Mai 6, 2023 de Galagie

[ionut120v]

Fata de cel mai de jos, personal am experimentat cu bucle de reactie rapide si e stabila si cu bobina si fara, la sursa cu rezonanta se complica polul fiind dictat de factorul de calitate al circuitului rezonant, daca filtrul de iesire introduce un pol apropiat de acest pol nu este stabila orice i-ai face.

 

Din ce am incercat eu autooscilanta cu amplificator magnetic circuitul rezonant dicteaza polul dominant, acesta fiind situat sub 500hz-1k, tl431 are un pol tot pe acolo si n-am put sa fac stabila, in schimb merge bine cu un diferential din 2 trazistori.

Editat Mai 6, 2023 de ionut120v

[Galagie]

Am dat peste un pdf de la infinenon ( vedeti atasamentul ),  pe la pagina 30 incepe proiectarea buclei de reactie.

 

In document la pag32, vad ca se calculeaza polii pentru sarcina minima si sarcina maxima ( FoL si FoH).

 

Iar la pag 35 este dat asa

 

 

 

O sa incerc sa pun metoda lor de calcul in mathcad sa vad ce valori imi da pentru conditiile mele, sa vedem cum se  comporta sursa 

 

 

 

 

 

ICE2Axxx for OFF-Line Switch Mode Power Supplies.pdf

[Galagie]

Va salut,

revin putin pe tema asta cu bucla de compensare pentru flyback.

 

Observ ca sunt mai multe abordari pentru proiectarea unei bucle de reactie, iar cele mai comune bucle pentru flyback sunt cele de tip 2, cu un pol si un zero in bucla de compensare.

 

Insa am vazut ca sunt doua criterii importante pentru stabilitatea unei surse, si anume la trecerea "Gain" prin zero, faza trebuie sa fie la o distanta de minim 45 de grade, unii zic ca nici prea mare sa nu fie... pentru a evita un raspuns mai lent.

Apoi la trecerea prin zero a fazei, gainul sa fie la o distanta de minim 10db.

 

Ma pierdusem printre poli si zerouri :))

 

Defapt sunt mai multe perechi de poli si zero,  1 pereche data de etajul de iesire ( Cfiltrare, ESR, Rsarcina)

Si inca o pereche data de bucla de reactie negativa ( de tip 2 !) 

 

In etajul de iesire am un pol dat de C.filtrare + rezistenta de sarcina,   si un zero dat de C.filtrare+ rez esr.

 

Fcp = 1 /(2*pi*Rsarcina+Cfiltraj)   si Fczero = 1/(2*pi*Resr*Cfiltraj)

 

 

Am vazut ca in unele documentatii sunt se considera doi poli pe iesire, unul in sarcina minima si unul in sarcina maxima..

Iar intre cele doua, se calculeaza un pol "comun"

 

Apoi in bucla de reactie este si acolo un pol si un zero, ma refer doar la tipul 2 de compensare.

 

Polul si zeroul din reactie le-am calculat asa

 

 

Am atasat un desen cu cele doua perechi  pol-zero si o analogie intre cele doua.

 

 

Acuma ma intreb, care este defapt rolul principal al acestui zero din bucla de reactie?

 

 

Asigura o "amplificare" a fazei ca sa nu se apropie prea periculos de -180 grade (autoscilatii)?

 

Si care este rolul frecventei de crossover?  Intreb ca unii specifica ca ar trebui sa fie de 5/10 ori mai mica decat frecventa de comutatie,   iar in convertoarele flyback vad ca e specificat un termen numit "Right plane zero" care devine critic la in regim CCM cand Dutycycle > 0.5

 

Apoi mai am o necunoscuta acolo, optocuplorul, si acela baga un pol in bucla de reactie si implicit un defazaj.

 

Eeeeeeee ce bine era daca aveam o scula de genul "Bode 100" sa vad si in realitate cum se comporta un astfel de sistem.

 

Pana una alta, in cazul meu la 13v si 0.25A am asa:

 

R8 si R7 le-am ales de 10 kohm.

 

Cfiltraj = 33uf ,

Esr = 0.3 ohmi

Rsarcina = 52ohmi

 

Fp1= 93 hz

Fz1 = 16khz

 

In bucla de reactie am asa

 

Fp2 = Fz1 = 16khz

Fz2 = Fp1 = 93hz

 

C3 = 990pf

C4 = 171 nf

 

 

 

Rezistorul din divizorul de pe iesire, "de sus" R6 l-am calculat in functie de R8

 

     unde Uout = 13V,  iar Vtl431ref = 2.5V

 

Rezistorul pentru polarizarea prin ledul  optocuplorului l-am calculat asa

 Unde Vfd este tensiunea conductie led ( 1.2V), iar Ifmax este curentul maxim prin led,  l-am setat la 20mA

 

Rezistorul de polarizare pentru TL431 l-am ales ca sa asigure un curent minim de 1 mA prin acesta

 

  unde IKAmin = 1 mA,   iar IFBmin este curentul minim prin colectorul optocuplorului,  aici am luat in considerare rezistenta de pull-up interna si tensiunea de pull-up/referinta  din controlerul flyback ( pe schema atasata este notat cu Rpull).

 

 

 

Dupa ce am calculat valorile acestea pentru bucla de reactie, ma gandesc ca frecventa de comutatie care este 100khz,  si in cazul cel mai rau, in care controlerul intra in mod CCM, si dutycycle ajunge la 0.75 (max in datasheet).

 

Pentru calcul "right hand plane" am folosit formula aceasta 

 

   unde NP=102 si Nsec = 16 spire,  iar inductanta primarului 1720uH, D-dutycycle setat la maxim 0.75, RL = 52ohmi

 

Imi rezulta ca  RHP va fi undeva la 100khz in cel mai rau caz, desi daca controlerul va ajunge sa lucreze in CCM, va trebui sa iau in considerare si "slope compensation".

 

Dar asta ramane de vazut cum se comporta montajul in realitate, sa vad daca factorul de umplere va ajunge sa depasasca 0.5 in conditii de sarcina maxima

 

 

Acum dupa ce vad ca polul dat de bucla de reactie este undeva la 16khz, care este departe de RHP si de frecventa de comutatie,  ma  gandesc ca la 16khz sigur voi avea un pol de minim -20db/octava dat de optocuplor si ma gandesc daca sa aleg o frecventa de taiere mai joasa

 

Ce parere aveti?

 

 

 

 

Editat Mai 18, 2023 de Galagie

[gabrielaso]

În ceea ce privește rezistorul de la terminalul de iesire al mosfetului, acesta este utilizat pentru a limita curentul care trece prin circuit. Cum se calculeaza, care este formula?

https://daycounter.com/Calculators/Site/Snubber-Design-Calculator.phtml

[sesebe]

Sint o mulțime de poli și zerouri dar pe mulți ii poți ignora dacă ii faci sa fie inafara zonei de interes. De exemplu influenta optocuplorului o poți scoate inafara zonei de interes. 

Frecventa de crossover cum ii spui tu trebuie sa fie de 5-10 ori mai mica decit frecventa de comutație pt ca să fie atenuata suficient aceasta frecventa și sa nu interfereze prea tare cu buclă de stabilizare. 

E fain cu un Bode100 dar și ala pina îl configurezi sa lucreze corect îți ies peri albi. Azi am pierdut juma de zi doar ca să-l fac sa măsoare corect deși îl folosesc de cred peste 10 ani. Și nici nu face minuni. Mai ales interpretarea rezultatelor de măsură iarăși îți poate crea probleme. 

[iop95]

Right Hand Plane (RHP), respectiv Left Hand Plane (RHP) se refera la partea dreapta, respectiv stanga a planului complex "s", despartite de axa verticala (imaginara).

Din teoria controlului, polii si zerourile din LHP sunt ok... indica un sistem stabil sau stabilizabil prin compensare adecvata.

Polii / zerourile care pica in RHP indica un sistem instabil sau posibil instabil.

Zerourile din LHP sunt ok pentru ca asigura "natural" o compensare de faza (introduc un defazaj "pozitiv" tip lead care se compenseaza cu cel "negativ tip lag introdus de poli).

In schimb, zerourile din RHP desi induc acelasi raspuns in amplitudine (pentru radacini egale in modul) introduc un defazaj de tip lag (cu fac polii in LHP) astfel ca pe masura ce creste frecventa, cele doua defazaje se aduna si se apropie de 180º... si se obtine un oscilator... sistem instabil.

Zerourile din RHP nu prea pot fi compensate... singura solutie este reducere frecventei crossover - fc - astfel incat influenta lor (defazajul introdus) de ele la fc sa fie cat mai redus astfel incat sa nu afecteze stabilitatea sistemului.

Evident o fc mai mica inseamna un sistem mai lent... aici depinde de cerintele aplicatiei... oricum se face un compromis.

Influenta in faza a unui zero din RHP la fc se poate calcula cu formula fi=-arctg(fc/fz); daca fc=1kHz si fz=100kHz, rezulta un fi de -0.57º  - neglijbil.

[Galagie]

Legat de Bode100... cred ca o sa merg pe "varianta saracului" cu un osciloscop pe 2 canale si cu generator de frecventa integrat, care are si functie de bode plot, am vazut ceva din seria infinivision 1000 de la keysight, la preturi mai omenesti :))

 

Dar tre sa vad cu transformatorul de separatie/injectie pentru semnal, m-as incumeta sa realizez unul in regim diy, mai ales ca am acess la un VNA, m-as multumi daca gasesc ceva ferita cu care sa am un raspuns liniar macar pana in 5MHZ... dar asta va fi o alta aventura ...

Va multumesc tuturor pentru explicatii, abia astept sa ard niste sigurante  

 

Editat Mai 18, 2023 de Galagie

[M.Adrian]

       Cu ce va ajuta acel raspuns liniar pana la 5MHz? Puteti cauta un miez cu raspuns liniar pana la dublu sau putin peste frecventa la care lucreaza sursa dvs in comutatie, ce e peste frecventa de comutatie nu prea e relevant pentru ca sursa nu mai e capabila sa corecteze abaterile acolo.