Totul despre...SURSE(teorie,scheme,aplicatii)

[Vizitator smilex]

Ar trebui sa vorbim de faze, pentru calculul lor exista formule stufoase, le-am folosit, dar de multi ani personal verific asta cu un program numit Electronics Workbench. Recent, marian mi-a prezentat multisim, un program mai nou, cu mai multe scule, frumos colorat (cum zicea cineva). Nu am observat diferente, probabil aceleasi formule stau la baza calculelor. Acolo se pune un AO cu corectia respectiva, LC-ul, si se poate urmari comod marginea de faza la intersectia cu 0dB a globalului. Aveam undeva formulele de calcul, nu mai stiu unde, dar pentru doritorii de calcule, sun convins ce net-ul e plin. Niciodata nu am observat iesirea din limitele 30-60 in jurul frecventei urmarite, daca panta a fost de -20dB/dec.

Din experienta spun ca integratele gen 3525 cu citirea tensiunii pe intrarea inversoare, sunt mai "nervoase" cu faza. E posibil ca pusa pe multisim sa se mai efectueze ajustari, dar in incercarea de a evita, din start as tasa dublul-zero pana la prima linie:

Deci doua zerouri si un pol. Se schimba frumusetea de adineauri dar intersectia cu 0dB e mai linistita. Asta e inca unul din motivele pentru care prefer 494.

Asadar acesta e graficul pentru care trebuie sa gasim o solutie constructiva si niste valori. Am sa-l las pe silicipi sa faca o incercare de solutie constructiva, fara valori, doar AO + RC. Curaj.

[Vizitator smilex]

In asteptarea solutiei, poate n-ar strica niste evaluari. Asadar mai jos, am dorit sa arat care sunt limitele deplasarii LC prin cresterea frecventei de rezonanta cu aproape de 2 ori (portocaliu) sau scaderea ei de 3 ori (violet), limite pentru care inca se mai poate asigura intersectia celor -40dB/dec cu cei +20dB/dec astfel incat globalul sa ramana -20dB/dec. Cresterea frecventei de 2 ori inseamna scaderea inductantei sau a capacitatii de 4 ori. Scaderea frecventei cu de 3 ori inseamna cresterea L sau C cu de 9 ori. Limitele actuale sunt destul de largi, dar ele mai pot fi largite daca se estimeaza ca circuitele externe intervin exagerat in frecventa de rezonanta. Spun asta pentru ca am vazut de multe ori surse cu destinatia amplificatoare, acestea avand la randul lor conduri de filtraj ce pot modifica frecventa de rezonanta a filtrului. De asemenea, consumatorii mari pot duce la cresterea rezonantei. Si efectul pentru cazul de fata a scaderii tensiunii (portocaliu) la 10,5V: Tensiunea maxima obtinuta va fi de 350V adica, pentru o excursie de 2,4V, un castig de 146 ori, sau 43dB. Intrucat s-a pornit de la 14,4, mai sus tensiunea nu va creste. Se observa ca globalul cu 0dB se face la 7,2kHz cu +/-6,5dB, cu 10,5V alimentare. Deci fara probleme.Evident ca cele mai dezavantajoase deplasari sunt dreapta-sus si stanga-jos. Asadar cresterea tensiunii de alimentare impreuna cu a curentului livrat sarcinii, respectiv scaderea tensiunii de alimentare impreuna cu eventualele capacitati externe, sunt cele mai defavorabile combinatii. Si deriva termica mai poate influenta.

[silicipi]

M-am uitat pe ce ati scris Smilex si mi-am prins urechile,am umplut vreo 2 pagini de calcule, si icep firav prin a a spune ca am calculat valorile RC pentru obtinerea 0-ului de la frecventa de rezonanta de 430Hz, 1M cu 370nF. Daca am gresit corectati-ma

[Vizitator smilex]

Mai e pana la calcule. Trebuie gasita schema de principiu intai. Adica acea schema care sa asigure existenta primului zero de la 430Hz, palierul de -10dB, al doilea zero de la cca.1,1kHz, cresterea cu +20dB/dec, polul de la 30kHz si palierul de cca. +8dB. Calculele se fac dupa schema si diagrama obtinuta.Sa incerc eu?Deci, primul zero ar putea fi asigurat asa:Valoarea frecventei (430Hz) va fi asigurata de R1C1 iar amplificarea pe parierul obtinut (de fapt atenuarea) de raportul R1/R2 care trebuie sa fie -10dB adica, ca prima imagine, R2>R1.Apoi, la 1,1kHz amplificarea trebuie sa creasca cu frecventa. asta se petrece la scaderea rezistentei la intrare odata cu frecventa, deci in paralel pe R2 merge un cond, C2.Zeroul de la 1,1kHz va fi dat de R2C2. Dar in situatia asta amplificarea creste mult cu frecventa. Pentru a o limita, se inseriaza un rezistor, R3, care genereaza polul de la 30kHz. Intrucat R2 si R3 folosesc acelasi cond C2 pentru zeroul de la 1,1kHz si polul de la 30kHz, ne putem face o idee asupra faptului ca R2>R3. La frecventa mare C1 si C2 scad in reactanta si amplificarea de 8dB de pe ultimul palier trebuie asigurata de raportul R1/R3 (R1>R3).Daca R2 este mai mare, se poate folosi pentru citirea tensiunii de 350V, deci schimbam pozitia spre intrare (asta nu influenteaza reteaua, R2C2 este oricum inseriat cu R3).Ar trebui folosit un divizor la intrare, deci R5, care poate fi un semireglabil. R5 nu influenteaza dinamica de acolo, deoarece AO va face ca pe el sa se regaseasca aceeasi tensiune ca pe intrarea neinversoare.Acum, deoarece intuim ca R2 este cel mai mare rezistor ca valoare, trebuie sa ne gandim la o rezistenta destul de mica care sa nu necesite capacitati mici, dar destul de mare ca sa nu disipe putere la citirea celor 350V. O valoare potrivita e 470k. De la aceasta alegere pleaca totul. R2C2 face zeroul de la 1,1kHz -> se afla C2. R3C2 face polul de la 30kHz -> se afla R3. Se calculeaza impedanta totala a R3R2C2 de la intrare la primul zero (430Hz) si in functie de ea se afla impedanta de la iesire spre in- al AO, tinand cont ca la acea frecventa R1=C1 si amplificarea e de -10dB (atenuare de 3 ori). Impedanta de la iesire se imparte la doua parti (cate una pt. fiecare din R1 si C1) si se afla R1. Se calculeaza C1. Nu mai stiu ce-am scris, sper ca n-am gresit. Incerci calcule?

[Vizitator]

aparent off,dar poate nu..................

http://www.dee.ufc.br/~rene/industrial/ ... tulo05.pdf

http://wps.prenhall.com/wps/media/objec ... onAppE.pdf

http://faculty.petra.ac.id/hanyf/SK/Bod ... 256,1,Bode Diagram (1)

[Vizitator smilex]

Sunt chiar bune. O traducere corecta ar fi fantastica. De multe ori un simplu cuvant face diferenta intre a intelege si nu o problema.

Poate silicipi munceste inca, eu pun ce am obtinut.

Formula folosita, pe care am pus-o anterior pe un .gif este: f=1/(2•π•R•C).

Zeroul de la 1,1kHz cu R2=470k da un cond de 300p. Optez pentru mai putin ca standardizat, 270p. Se poate si 300p, dar e mai rar, daca se foloseste se schimba ce urmeaza. Polul lui C2=270p cu R3 de la 30kHz ne da R3=20k. Optez 22k (observi ca incerc sa strang panta). La 430Hz, C2 are reactanta de 1,4M, care vine in paralel cu R2=470k si in serie cu 22k. Vreo 370k total. Atenuarea de trei ori (-10dB) de pe palier, inseamna o impedanta de la iesire spre intrarea inversoare de cca.120k. Pentru ca pe palier valoarea R1 e mai mare decat Xc1 (sunt egale la 430Hz), din cei 120k, atribui 68k pentru R1. deci R1=68k. Care pentru zeroul de la 430Hz ne da C1=5,6n.

Corectia ar arata asa:

Asa cum ziceam, nu stiu daca citeste referinta, dar sigur citeste 3,5V deci sugerez ca solutie:

Eventual cu in+ decuplat la masa cu 0,1u.

Acum, trebuie sa precizez ca in curent continuu eu am inchis intotdeauna bucla (in cazul asta 1-4,7M), si deoarece nu cunosc compensarea interna a AO, as mai pune un pol la frecventa mare, cam 22p. Finalul ar fi asa:

Cam asta se poate (cel putin de mine) maxim pentru corectia ta RC. Cam multa bataie de cap pentru cateva rezistoare si conduri, nu? Sa speram ca nu inutil, incearca, pe multisim e ok.

22p poate fi ceramic dar celelalte trebuie mai bune, cu deriva termica mai mica. Valorile sunt standard, sper sa nu fi nevoit sa faci combinatii.

[Vizitator smilex]

Si jucandu-ma pe multisim, imi spune (conform datelor obtinute cu bode plotter) ca cea mai buna varianta ar fi asta:Cum se vede, amplificare mai mare pe al doilea palier. In rest frecventele coincid. Poti incerca si asa.Pentru varianta mea, zicea ca intersectia se facea la 7kHz. Asa o fi cu matematica asta. Dar era ok, si la 7.

[silicipi]

Uau, chiar o gramada de munca ptr cativa condensatori si rezistori, eu sunt insa sigur ca acestia vor conta enorm, sper ca pe seara sa fac ceva teste si sa postez rezltatele. Ieri am fost plecat toata ziua, desii calculatorul era deschis ( merge pe energie verde acum, asa ca nu ma ustura la buzunar).

[Vizitator]

vazand necazurile @silicipi cu invertorul 12-340v am incropit un montaj asemanator

am folosit 3 trafuri ATX cu primarul in paralel la aceeasi pereche de mos-uri si secundarele in serie

intre fiecare drena si masa am 10 ohm serie cu 10nF

nu am nimic pe secundare si nici pe diode

atac pe secundarele de 12v

secundar:obtinut aprox 180v pe 333 ohm sarcina

NU SE MODIFICA FORMA DE UNDA cand leg in serie secundarele

oscilograma de sus este din poarta unui mos,pt sincronizare

jos secundarul,50v/div

[Vizitator smilex]

Da, dar la silicipi sunt alte MOS pt. fiecare traf, deci timpii nu sunt perfect identici, ca si aici. Poate exista o mica diferenta intre ei (capacitati ?).

[Vizitator]

am mai pus o pereche de mos-uri

am crescut frecventa la 45khz ca sa pot ataca pe secundarul de 5v ATX

am pus 2 trafo cu secundarele in serie

fotografia este cu sarcina 133 ohm pe tens de 200v

[Vizitator smilex]

Arata foarte bine. Ai vreo explicatie pentru ce obtine silicipi? Crezi ca e de la diferenta dintre trafuri?

Daca maresti un pic deadtime-ul? Cum s-ar comporta "in gol"?

[Vizitator]

cum am promis,stabilizarea cu histerezis

am folosit un singur traf atx sa vad numai cum se comporta

intre pin 9 si pin 2 sg3525 am pus o rez de 430kohm

pt o tensiune de iesire de 46v riplul pe cond de filtraj de 100microf este de 0,5v la un consum de 1a

de fapt am o rez de 333ohm paralel cu o rez de 56ohm

la conectarea si deconectarea rez de 56ohm cu osc-ul nu am reusit sa vad nicio variatie a tens de iesire

socul de pe iesire 1,5 mH

sus: in drena unui mos

jos:dupa puntea redresoare,20v/div si 100microsec/div

la un moment dat am sa pun 4 trafo atx pt a obtine 340vdc cat si-a propus @silicipi pt invertorul sinusoidal

[Vizitator smilex]

Aceasta ar fi o sursa clasica ATX: http://www.pavouk.org/hw/en_atxps.html

Ceea ce imi propun, este a se purta discutii despre cum se modifica minimal, care sunt efectele reglajelor, unde ar trebui plasate, daca si cum se poate insera un sunt pentru citirea curentului, considerente privind stabilitatea si cum se poate aborda problema cu un program de simulare, si orice alte discutii constructive se doresc. L-am invitat pe Th3_uN1Qu3, el foloseste LTSpice, eu multisim (Electronics Workbench mai demult), dar invit pe oricine are o idee sau parere.

Mi-am permis sa simplific schema astfel:

Am pastrat toate valorile initiale, am aproximat raportul trafului (poate sunt alte pareri), am pastrat pana la alte modificari cei 12,5V la iesire si pentru o variatie de 1A in inductanta serie am "rebobinat" torul la 70uH. Frecventa oscilatorului e de cca. 92kHz, deci sursa are 46kHz.

Acum vad ca mi-a scapat un rezistor de 1k5 inseriat cu D5, e important deoarece doream sa spun ceva despre functionare.

Incerc sa fiu scurt, ce e deosebit la aceste surse e faptul ca T1,2 (drivere) nu livreaza energie in trafo driver, deci ele nu dau o comanda de deschidere a tranzistoarelor de putere (T3,4). Comanda de deschidere e data de acel rezistor de 1k5 prin D5 de pe alimentare. Odata deschis tranzistorul de putere (oricare din cei doi) se intretine singur prin acea infasurare in serie cu primarul trafo forta, acest lucru fiind permis cand unul din drivere este blocat adica cand unul din tranzistoarele de iesire din TL494 (nici pe asta nu l-am trecut) este deschis. Daca 494 nu da nici o comanda, ambele drivere se deschid, fac scurt in primar trafo driver si opresc oscilatia intretinuta de tranzistoarele de putere. Deci driverele extrag energie ducand la blocarea tranzistoarelor de putere. Cumva, configuratia tranzistoarelor de putere seamana cu electronica dintr-un bec economic.

Datorita configuratiei, tensiunea culeasa de D6 este proportionala cu curentul prin spira inseriata cu primarul trafo forta. La atingerea unei anumite valori, acea tensiune culeasa deschide T5 care amorseaza un pic intarziat (4k7+10u) tiristorul simulat de T6 si T7. Inca de la deschiderea T5 si dupa amorsare, tensiunea de pe pin 4 creste ducand la scaderea umplerii. Odata amorsat, tiristorul simulat nu mai poate fi blocat decat prin disparitia tensiunii de alimentare. In aceasta zona va trebui umblat pentru a transforma sursa intr-un generator de curent constant si daca se poate, stabil. Se poate apela si la operationalul dezactivat prin conectarea pinilor 15 si 16 in acel mod.

Facand abstractie de protectia de curent, ar trebui vazuta situatia actuala a corectiei de tensiune, ce anume exista din fabrica, cum se apreciaza schema echivalenta ca sa poata fi pusa pe un program de simulare. Mentionez ca lucrurile astea s-ar putea face si cu diagrama si calcule ca anterior.

Vom lua o medie a tensiunii de 280V, respectiv 140V in primar trafo forta (ignoram condul de 1u in serie) si atunci avem la iesirea din redresor un varf de 28V, insemnand ca putem obtine 0-28V pentru o variatie a iesirii operationalului de 3,5V (dupa unele PDF-uri). Deci exista un castig de dupa operational de 8 ori. Daca tensiunea la iesirea operationalului creste, tensiunea de la iesirea sursei va scadea, deci schema echivalenta ar fi a unui operational, inversor, cu amplificarea de 8. Inaintea lui, se afla amplificatorul de eroare existent, cu acele valori, iar dupa se afla filtrul LC de 70uH + 2000uF.

[Vizitator smilex]

Intrucat divizorul de la inversoare de 3k+3k vine pe tensiune de referinta si masa, pot fi considerate ca puse in paralel, deci 1k5.Schema echivalenta ar fi asta:Pareri?