6N6P PP CFB SMPS

[RockDok]

Atunci sa pun problema altcumva, care sint factorii care m-ar convinge sa aleg una dintre cele 3 variante ale dreptei de sarcina, rosu, verde sau violet? de fapt am primit raspunsul la aceasta intrebare iar eu as merge pe o simetrie cit mai buna a semialternantelor. Daca m-am apropiat cit de cit de o dimensionare corecta a unui SE cu 6N6P voi incerca sa trasez graficele pentru un PP clasa A cu 6N6P.

[Vizitator]

Nu conteaza , alege si dumeata un punct (static de functionare) pe acele drepte("rosu, verde sau violet") de asa maniera/care sa dezvolte proiectii cit mai simetrice in tensiune si curent in cazul SE pentru o simetrie a atacului Ug.Pentru rosu pot sa va spun/presupun ca ar trebui -Ug=9,3V(ca si exemplu atac simetric 0V_-18,6V virfuri cu efecte cit mai simetrice/proiectii in curent tensiune sa zic,pentru o tensiune anod-catod 200V-205V in repaos/static).Vei observa ca pentru fiecare punct(static de functionare ales corect) vei avea marimi -Ug ,Ua si Ia0 diferite(specifice fiecarei drepte-culori-"rosu, verde sau violet").De regula va "cinta" pentru verde sau violet(inclin mai mult spre violet sau undeva intre verde si violet-o alta culoare eventual Ra=6k5...),desigur tot ce am afirmat in acesta fraza este cu titlu de "supozitie",nu am verificat practic aceste aspecte in cazul 6n6p-SE si nici nu am de gind sa o fac vre_o data pentru 6n6p-SE (tub final).

[RockDok]

Multumesc pentru lamuriri, dupa cum am spus primul pas in a intelege Raa in montaj PP clasa A este a intelege Ra in SE anume puncte de functionare, limitari, cum alegem un Ra si in general cum folosim graficul de dependenta a Ia de Ua la o anume valoare a Ug. Pasul urmator este sa vad cum se aplica cele de pina acum la stabilirea punctului static de functionare a unui etaj PP clasa A cu 6N6P si implicit Raa, banuiesc raspunsul in simpla egalitate Raa=2Ra (SE clasa A).

[Vizitator]

O mare "smecherie" in PP-clasaA (pentru ca etajul final sa "cinte)" este un Ua relativ mare(cit se poate intinde coarda) conduce la un -Ug avansat , astfel departam grila de comanda de posibilitatea de a deveni pozitiva "prematur"(la un atac de nivel mic),fiind spus acest lucru , pot decit sa apreciez schema rusului si regimul dat,-in mod special Raa folosit de rus(Raa=18k cu aproximatie)=recomand/ acest Raa(stabilit de autorul rus) pentru situatia data.

[Mikrosha]

Ce-am mai facut eu:

1. CUTIA. Da, e o carcasa de CD-ROM. O sa-i pun lateral lemne ca sa arate mai aproape de amplificatoarele profesionale. Macar la prima vedere. Bine, prima vedere de catre un miop. De la trei metri. In fond, se asculta cu urechile, nu cu ochii.

 

2. Sursa flyback, inca PROTOTIP. Am preferat s-o proiectez de la zero, functie de ce-am mai avut prin preajma. Mai aveam niste oale de ferita cu diametrul exterior de 40 mm, si-am folosit una ca transformator. Surprinzator e ca formeaza pe mijloc un intrefier enorm, de vro 1-2mm, si in ciuda astuia, transfera putere destul de bine. Am pus asa:

1/2 primar 0,3mm 40 spire

secundar 6,3V, 4 spire a cate 3 sirme de 0,7

1/2 primar 0,3mm 40 spire

secundar inalta: parca 100 spire de 0,2.

Valorile le-am determinat cam empiric, luand o tensiune reflectata in primar in jur de 100V si o inductanta adecvata pentru lucrul la 30KHz.

Am determinat experimental ca transformatorul de la 300Vcc merge bine la un duty cycle 10-15%, la 30KHz. Ca sa verific am folosit asta: viewtopic.php?f=205&t=68418

Ca generator PWM am folosit un TL494. UN transformator mic pe tole da tensiunea de 12V necesara acestuia. Reactia este in tensiune de pe infasurarea de filament. Am vrut o amplificare de eroare nu foarte mare, motiv pentru care n-am facut reactia in comparator, ci direct in intrarea de feedback. Asta pentru ca o instabilitate a PWM-ului introduce zgomot alb in toata banda, inclusiv audio, chiar sub frecventa de comutatie. Potentiometrul ajuta la pornire pentru a nu mari duty cycle prea mult, ceea ce ar putea duce la saturatia miezului (cred). Protectia la supracurent pe tranzistor apare la un curent de colector de varf prin acesta mai mare de 2A. Problema e ca testele le-am facut cu 2SC4161, cu Uceo=400V, iar tensiunea pe snubber, la alimentare de 300V, ajunge lejer la 200V! Cu tranzistoru asta merge alimentarea sursei cam pana la o tensiune de 220Vdc. O sa cumpar un final de linii cu Uceo mai mare care ar trebui sa rezolve problema.

Pe anodica i-am mai pus un stabilizator parametric cu element regulator paralel care sa nu-i lase tensiunea aici sa urce prea mult pana se-ncalzesc finalele. Randamentul masurat e de 87%, adica peste asteptarile mele.

 

 

Mi-as dori foarte mult niste pareri, mai ales de la cei care au mai lucrat cu surse in comutatie. (Danzup? Moro? Va rog... ?) E vreo problema ca folosesc factor de umplere asa mic? Adica sa-i mai scot spire din secundare sa rezolv problema? E ceva riscant/neadecvat in schema?

[RockDok]

secundar 6,3V, 4 spire a cate 3 sirme de 0,7

Eu as fi lasat 3 spire pentru 6.3V

UN transformator mic pe tole da tensiunea de 12V necesara acestuia

Unul dintre motivele pentru care am optat pentru smps-uri este tocmai eliminarea cimpului magnetic perturbator generat de trafo clasic. Oare nu ar fi mai bine sa se alimenteze TL-ul dintr-o infasurare auxiliara de 6 spire si sa se renunte la trafo de 12V.

Am vrut o amplificare de eroare nu foarte mare, motiv pentru care n-am facut reactia in comparator, ci direct in intrarea de feedback. Asta pentru ca o instabilitate a PWM-ului introduce zgomot alb in toata banda, inclusiv audio, chiar sub frecventa de comutatie.

Daca puteti elabora chestiunea zgomotului ar fi extrem de interesant

Pe anodica i-am mai pus un stabilizator parametric cu element regulator paralel care sa nu-i lase tensiunea aici sa urce prea mult pana se-ncalzesc finalele.

Cam ce probleme pot aparea atunci cind lampile sint alimentate cu Ua marit iar catodul inca nu a avut timp sa se incalzeasca? Prima la care ma duce mintea este depasirea tensiunii maxime a condensatorilor de filtrare. Exista si alte probleme? Limitele de tensiune specificate in catalogul lampilor se aplica si lampilor "reci"?

[RockDok]

Tranzistorul Q1A "final linii" nu ar trebui sa fie NPN?

[Mikrosha]

Multumesc pentru reply!

1. hmm 3 spire, am sa-ncerc.

2. Transformatorul auxiliar: TL-ul consuma cam mult, plus ca trebuie un curent de baza maricel pentru final. In total am masurat ca pe 12V se consuma 30mA. Eu as folosi o infasurare pentru alimentarea TL-ului, chiar am prevazut asa ceva, dar intrebare: de unde ar trebui sa vina tensiunea de 12V la pornirea sursei?

3. Prima data am observat fenomenul cand am construit un modulator delta-sigma. Aici latimea unui puls depinde si de pulsurile anterioare (un fel de reactie negativa). Sa zicem ca un puls are duty 25%, urmatorul 23% ca sa compenseze, etc. Adica inegale. Cu cit comparatorul este mai puturos(slew mic, banda mica), cu atit variatia factorului de umplere este mai mare. Din chestia asta rezulta zgomot alb. La fel mi s-a intamplat si cand am incercat sa fac un regulator Buck. Poate ca puteam sa fac reactia si direct pe comparator, de fapt, cel mai probabil doar am suflat in iaurt dupa ce m-am fript cu ciorba.

4. In general pe langa tensiunea maxima a condensatorului mai e un parametru numit de nemti Напряжение анода при включений на холодную лампу , adica Ua max. cu lampa "rece". Incalzirea stratului de oxizi facindu-se de la interior spre exterior, la o tensiune anodica prea mare se poate intimpla sa se smulga electroni cu tot cu stratul de oxizi, lasind in urma mici cratere. Apoi mai e si riscul de strapungere in spirele transformatorului.

5. Final linii: Aaa da, logic ! Am gresit cind am desenat schema

[RockDok]

Eu tocmai lucrez la schema atasata, nu este cu TL dar se observa R1 care da tocmai tensiunea de pornire. TL-ul l-asi folosi la un push-pull.Trebuie sa spun ca schema atasata este doar trecuta "pe curat" si un pic imbunatatita (zic eu) de mine. Altfel ea este un mdul sursa multipla de tensiune facut de chineji la care am schimbat secundarele, poze la "smps pentru anodica si filamente".

[Mikrosha]

Hm, asadar R1 da o tensiune de pornire pentru IC1, pentru a "amorsa", apar oscilatii in transformator, si tensiunea in secundarul 7-8 incepe sa creasca, pana la 24V cand poate sustine in intregime integratul? E simpla ideea dar TL494 consuma cam mult si nu pot face asta. In schimb o sa-ncerc o chestie; fac ceva similar cu rezistenta R1 dar pun un condensator in paralel care la pornire, timp de cateva ms, sa poata sustine curent mare si sa tina in intregime TL494. Pe masura ce condensatorul se incarca, curentul prin condensator scade, dar apare tensiune pe infasurarea de bias si driverul se poate autosustine. Mersi de inspiratie!

[RockDok]

Zennerul este pentru protectie, tensiuna se mentine in jur de 18-20V la functionare corecta, daca se trece peste 24V zennerul se strapunge si blocheaza functionarea smps-ului. Nu stiu daca la pornire +Vcc al TL-ului ar trebui sa "vada" 320VDC printr-un condensator paralel cu R1.

[Mikrosha]

desigur TL-ul n-ar trebui sa vada 320V ca orbeshte Vroiam sa ma exprim putin altfel. Deci problema la circuitul meu care trebuie rezolvata este tensiunea de 'startup' care sa tina PWM-ul pana cind PWM-ul se poate autosustine. M-am gandit la o schema care da timp de 200ms tensiunea de 12V la curentul de 30mA maxim, dupa care scade. In acest timp apar cei 12V pe infasurarea de bias si nu mai e nevoie de tensiune de 'startup'

 

O sa mai comentez dupa ce-l fac practic...

[RockDok]

Nu ar fi mai simplu ca prima incercare sa o faceti totusi cu o simpla rezistenta de 150-200k? aceasta incarca condensatorul de filtraj pina la o valoare a tensiunii care declanseaza primul front si implicit deschide tranzistorul (pe baza energiei deja acumulate in condensator) mai departe procesul se autosustine asta daca nu ar fi curenti relativ mari care trec de la +Vcc prin R3 , R4 si jonctiunea baza-emitor polarizata direct a Q1A (presupun NPN). Parerea mea este ca TL-ul este utilizat intr-un loc nepotrivit, poate ar trebui folosit in locul tranzistorului Q1A un IRF840 si procesul de amorsare ar fi posibil.