Sursa (SMPS) +/-50v pt amplif

[Marian]

@Mircea in principiu aveti dreptate, de aici si necesitatea unei dimensionari corecte a intregii surse, dimensionare care sa tina cont de reteaua minim estimata a fi prezenta in locul respectiv, si curentul maxim corespondent acestei tensiuni si dupa aceste date se poate estima o tensiune minima pe primar si deci traful se poate proiecta astfel incat chiar si la aceasta minima sa avem inca stabilizarea dorita, adica un raport de transformare corespunzator, ceea ce elimina din ecuatie problema subliniata de Dvs.

[Mircea Crisan]

Ca sa-l citez si eu pe Smilex: Nimic nu e batut in cuie.

Se poate micsora si valoarea inductantei pe fondul mariri consumului in gol.

Leco are peste 50w consum in gol dar sa nu uitam ca puterea obtinuta de el este foarte mare si este rezonanta.

Sorteh a optat pentru doua miezuri distincte dar relativ mici.

Pe asta cu multipicarea cu 4 a inductantei cand se bobineaza infasurarile pe un singur tor nu o stiam.

Pana la urma ce il sfatuim pe nouvenit?

[UDAR]

@Marian Sigur , nu zero . Mai corect era să zic că susceptibilitatea tinde la zero ( că nici aia nu chiar atinge zero , saturația nu e niciodată practic totală ).

@Mircea Crisan Dacă nu există un consum minim destul de consistent ar trebui o inductanță foarte mare ca să asigurăm menținerea CCM la curenți mici . Sigur , stabilizarea se menține teoretic și la curent foarte mic adică în regim DCM dar , în funcție de tipul de controler , pot apărea fenomene bizare . În rest , de acord , scăderea inductanței la curent mare unde și ton este mare reprezintă o combinație favorabilă.

 

Referitor la miezul de ferită . Gabaritul său ar trebui să fie mare ca să nu se satureze . Ideea unui întrefier exagerat nu este recomandabilă din motive de răsfrângere a fluxului prin fire ceea ce conduce la pierderi mari în spirele bobinate peste întrefier .

 

Și pentru că a postat Mircea Crisan între timp - eu aș merge pe miez de pulberi (comun pentru cele două bobine ) dar nu neapărat de fier ci materiale superioare  , pentru a păstra avantajele formei toroidale și ale întrefierului distribuit . După ce dă specificații concrete , o să risc și niște calcule.

[Vizitator]

Ca sa-l citez si eu pe Smilex: Nimic nu e batut in cuie.

Se poate micsora si valoarea inductantei pe fondul mariri consumului in gol.

Leco are peste 50w consum in gol dar sa nu uitam ca puterea obtinuta de el este foarte mare si este rezonanta.

Sorteh a optat pentru doua miezuri distincte dar relativ mici.

Pe asta cu multipicarea cu 4 a inductantei cand se bobineaza infasurarile pe un singur tor nu o stiam.

Pana la urma ce il sfatuim pe nouvenit?

 

 

Este a nu stiu cita oara cind ma vad nevoit sa spun ca in experimentele postate de mine pe care le-a sters marian, sursa era clasica half bridge hard switching.

 

Deci NIMIC REZONANT acolo!

 

Doar smps-ul final este rezonant ZCS soft switching.

 

La acea sursa half bridge, hard switching prezentata in filmari, consumul de 220mA in IDLE din reteaua de 220V este masurat de clampmetru pus INAINTEA filtrelor de retea, deci inainte a 3 condensatori nepolarizati de 1 uFla 275Vac, si a trafului auxiliar.

 

Deci nu face confuzie, nu are cum sa consume (in secundarele de forta, 50W)

 

Sursa respectiva avea ca,,, consumator in secundar dupa redresare si filtraj o rezistenta de 22kohm de wattaj per fiecare ramura, cu rol de a descarca usor energia din filtraje.

 

In gol, sursa consuma mult mai putin, daca pun clampmetrul dupa filtrele retea pina in puntea redresoare.

 

Ontopic, sfatul meu pentru nouvenit este sa foloseasca exact ca si Sorin, 2 miezuri separate, cite unul pe fiecare ramura preferabil pe material -60, cel albastru, tor minim T130  la circa 20-30uH, sau miez micrometals -2 cel rosu (mai multe spire) fata de -60, pentru aceeasi inductanta.

[nouvenit]

Din cate vad din discutie trebuie sa raman la valoarea calculata a acestei inductante, adica 120uH pentru 110V, sau cate 30uH pentru fiecare ramura.

Consumul in gol nu va fi niciodata mai mic de 50W, cred si mai mult la curentul de mers in gol al amplificatorului, Acesta va fi Quasar cu finali mosfet lateral 2SK1058/2SJ162.

 

Din oferta de la TME pot sa aleg dintre urmatoarele:

Aceasta mi se pare cea mai potrivia: http://www.tme.eu/ro/details/ms-157060/inel-de-ferita/arnold/ms-157060-2/#

Cu material -60 nu am gasit, doar -52: http://www.tme.eu/ro/details/t157-52/inel-de-ferita/micrometals/#

Sau aceasta, sa o rebobinez eu: http://www.tme.eu/ro/details/dtmss-40_0.22_10-v/inductoare-tht-toroidale/feryster/#

Raman cu doua bobine pe acelasi tor, pentru ca nu este spatiu pentru doua, si din ce reiese mai sus din discutii, este mai bine pentru stabilizarea tensiunilor pe fiecare ramura.

[Mircea Crisan]

Zarurile sunt deja aruncate.

El in mod sigur va merge pe un singur tor cu doua bobine fazate corespunzator.

Ce valoare trebuie sa aibe aceste inductante?

[nouvenit]

Vor fi doua inductante de 30uH, bobinate pe acelasi tor.

[maxente]

Scuze de offtopic

 

Leco sa stii ca la rezistentele alea variaza foarte putin valoarea cand ajung la incandescenta

FIecare rezistenta are 450w la 110V si sunt cate doua inseriate in fiecare cuptor, la rece masurate am 27ohmi, dupa ce le duc la incandescenta le scot din priza le masor rapid si nu depasesc 30-31 ohmi

Mi se pare ca,,,, chiar @giongiu spunea la un moment data ce fel de material au rezistentele alea si ca nu variaza mai deloc valoarea sau foarte putin, ii dau dreptate !

[UDAR]

Pentru primul miez sugerat MS-157060-2 avem următorii parametri : AL = 81 deci avem 38,5 spire pentru 120 µH , luăm 2 x 20 spire . Obținem ΔB = (140-110)V * 10µs / 107mmp * 40 spire = 70mT . Citim pierderile pentru 35mT = 350 Gs , avem 40 mW/cm³ deci cam 0,5W pe tot miezul. Pentru 40 spire încape sârmă de 3 mmp fără probleme . Lungimea bobinajului va fi circa 6cm * 40 spire = 2,4 m = 14 mΩ . Pierderi aproximative 1,4W la 10A. Pierderi totale sub 2W , creștere de temperatură estimată 18°C. Intensitatea câmpului magnetic H = 50Oe (4000A/m) deci o scădere de 20-30% a inductanței la 10A ceea ce e foarte bine . Inducția maximă va fi de circa 0,3T departe de saturație . Deci , totul pare OK cu acest miez.

PS M-am grăbit, vă rog să verificați calculele.

[adrian_c]

Revin dupa ceva timp cu noutati si noi intrebari.

Am reusit sa bobinez un transformator pe miez ETD 49 respectand indicatiile domnului Vicol: primar 24 spire, impartit in doua jumatati, secundar 2x10 spire pentru +/- 55V stabilizat (recomandat 2x9 spire pentru +/-50V). Deci un raport de transformare de 1,2. In secundar un curent maxim dorit de 10A, cu amendamentul ca vor fi varfuri de curent de aproximativ 24A in cazul folosirii la putere maxima a modulelor de amplificator pe care le va alimenta sursa, pe care nu stiu/cred ca le va suporta (mos primar IRFP480, diode redresoare BYV79E200)

Primar bobinat cu 6x0,6, secundar bobinat cu 8x0,6, avand in vedere frecventa sursei de 50kHz.

La test cu transformatorul conectat prin fire la placa totul este bine. Am testat doar cu 110W sarcina. Fara zgomote ciudate in traf, dupa jumatate de ora transformatorul tindea spre 27 grade celsius, mosii raman reci.

Am cautat informatii despre inductanta de iesire si am gasit un document de la firma Arnold in care spune ca pentru o smps care alimenteaza un consumator care variaza rapid cerintele de curent (ei dau exemplul unor motoare de hdd, eu ma gandesc la un amplificator ca are cerinte asemanatoare) este mai buna o inductanta cu o valoare cat mai mica permite proiectarea, si care sa isi mentina valoarea cat mai bine la varfuri de curent care o strabat, si recomanda materiale cu permeabilitate mica (14 sau 26 dar sendust sau molypermaloy) care au si energia stocata mai mare datorita numarului mai mare de spire pentru aceeasi inductanta.

https://www.google.ro/url?sa=t&rct=j&q=&esrc=s&source=web&cd=3&cad=rja&uact=8&ved=0CC4QFjAC&url=http%3A%2F%2Fwww.arnoldmagnetics.com%2FWorkArea%2FDownloadAsset.aspx%3Fid%3D4379&ei=40TwVO_5MYTgyQPdvIGACA&usg=AFQjCNHbswSaRwTFdG3k1sRPkX3zL2PCwA&sig2=O_8Yxt2GhtsTxIYWBBBq9A&bvm=bv.87269000,d.bGQ

Vreau sa intreb care ar putea fi inductanta minima care poate fi folosita in cazul meu. Cea de 120uH este calculata pentru delta I de 3A, parca. Asta presupune ca pana la un consum de 1,5 A sursa functioneaza in mod DCM. Daca iau delta I de 4A, deci 0,4 din I max, rezulta 90uH. Oricum in cea mai mare parte a timpului consumul nu va depasi 0,5A, deci sursa va functiona mult timp in DCM, dar fiind cu stabilizare cred ca va fi ok.

M-am gandit sa folosesc un toroid de la Arnold cu permeabilitate 26 (sendust), dar am nevoie de ajutor pentru formula de calcul a ΔB pentru a afla pierderile, si calculul inductiei maxime, sa verific daca sunt departe de saturatia miezului.

Din ce a scris userul @UDAR am inteles ca ΔB=(Umax sec - Uout)V*10us(?)/(aria miezului magnetic)*N(numarul de spire). Apoi citesc de pe grafic la ce valoare a ΔB?

Intensitatea campului magnetic are formula H=0,4*pi*N*I/Le  unde N-numarul de spire, I- intensitatea curentului prin bobina, Le-lungimea campului magnetic.

Inductia maxima (?)  - imi lipseste formula. Am incercat sa caut, dar nu am gasit o formula care sa se aplice la un inductor toroidal.

 

Acum un exercitiu: pentru miezul toroidal cu permeabilitate 26 http://www.micrometalsarnoldpowdercores.com/pdf/MS-157026-2-DataSheet.pdf avem:

AL=35, N=58 spire pentru 120uH

ΔB=(145-110)V*10us/107*58=56mT , din demersul din postul anterior inseamna ca citesc pierderile pentru 28mT=280Gs, adica 30mW/cm³ la 50kHz, avem 0,32W pe tot miezul.

Pentru 58 spire ar trebui sarma de 1,6 ca sa incapa.

H = 74Oe deci o scadere de max 15% a inductantei la 10A (din grafic). Acest rezultat ma face sa cred ca sunt departe de saturatie - este doar o ipoteza care poate necesita corectie.

Tentez un calcul pentru 24A, sa vedem cum reactioneaza inductanta: H=177Oe, si o scadere a inductantei de 40-50%, deci ma apropii de saturatie - cred - si miezul ar fi mic pentru aceasta aplicatie.

 

Rog verificarea formulelor si completarea lor de catre cineva binevoitor.

 

Cred ca un miez mai mare ar fi mai bun, ceva de genul http://www.micrometalsarnoldpowdercores.com/pdf/MS-184026-2-DataSheet.pdf , dar necesita sa ii fac mai mult spatiu pe placa, realizabil la nevoie.

Editat Februarie 27, 2015 de adrian_c

[UDAR]

Am mai scris undeva - poate chiar în thread-ul ăsta - dimensionarea bobinei de ieșire dintr-un astfel de convertor trebuie să țină cont de două elemente :

1. Să nu se satureze la curentul maxim instantaneu - în cazul tău 24A!

2. Să aibă pierderi acceptabile la variația de curent nominală. 

Ceea ce ai calculat tu sunt pierderile - e corect cu mențiunea că în tabelele de pierederi citești la ΔB/2. ( Curbele de pierderi sunt trasate cu o excitație sinusoidală cu amplitudinea lui B trecută acolo ).

 

Revenind,  Bmax = L*Imax/N*A [ µH, A, *, mmp ] = 0.464T deci nu se saturează ( Bsat = 0.89T).

O să ai , probabil , mult mai mari pierderile în Cu.

[Marian]

Reducerea inductantei este un lucru benefic cat priveste inductia in miez, care chiar si cu cea de varf cauzata de variatia de curent, tot este cumulat mai mica, este normal sa fie asa devreme ce inductanta creste/scade cu patratul numarului de spire, adica inductanta scade mai mult decat numarul de spire, si deci scade si inductia, numai ca marirea variatiei de curent creste riplul de curent pe care electroliticii de filtrare de dupa inductanta trebuie sa-l suporte, si in acest scop trebuie sa tii cont de varfurile de 24A maxim estimate, pentru acelea dimensionezi variatia maxima de curent prin inductanta, si aceasta variatie este si riplul de curent maxim pe care electroliticii vor trebui sa-l suporte, cu cat mai mare alegi variatia de curent cu atat mai dificil de acomodat va fi filtrarea de dupa inductanta, si cu cat mai mare alegi variatia de curent cu atat mai mari vor fi pierderile in miez, si nu in ultimul rand avand in vedere ca sursa este cu stabilizare, trebuie sa alegi cu grija valoarea minima a inductantei pentru ca nu poate fi oricat de mica, ea dicteaza parametrii compensarii AE.

[adrian_c]

Multumesc @UDAR

Pierderile in cupru pentru acest miez pentru sarma de 1,6 , aproximativ:

 la 10A - pierderi 2,8W

 la 24A - pierderi 16W...

 

Mai aduc o intrebare: la cat pot sa cresc delta I si implicit sa scad inductanta, dar sa pastrez functionarea corecta a sursei.

Apoi ma gandesc la situatia practica a elementelor active care limiteaza puterea debitata de sarcina, si in acelasi timp curentul maxim instantaneu: mosii din primar IRFP460 - curent maxim continuu 20A, si curent maxim pulsatoriu 80A la un timp de conductie de 10us; miezul transformatorului ETD49 - avand datele de bobinare mai sus nu stiu ce curent maxim poate transfera in secundar; si diodele redresoare BYV79E-200 - curent de varf repetitiv 28A.

 

Acest miez asigura o inductanta mai stabila fata de cel -60, dar are pierderi mai mari in cupru. Daca iau in considerare ca aceste varfuri de curent apar rar, pot folosi acest miez?

Eventual, daca mai scad valoarea inductantei, scad si pierderile in cupru, dar ma apropii mai mult de saturatie, nu cu mult oricum.

 

@Marian - am citit postul tau dupa ce am scris. Ma gandesc la ce ai spus, si este adevarat, asa ca refac calculele.

 Incerc sa inteleg si despre compensare, dar o iau incet, printre picaturi. Va dura destul de mult pana reusesc sa citesc tot.

Editat Februarie 27, 2015 de adrian_c

[Marian]

Am scris mai sus, scazand inductanta nu te apropii de saturatie, ci dimpotriva te departezi sau in cel mai rau caz ramai cam in aceeasi zona, e normal sa fie asa, am zis, inductanta creste sau scade cu patratul spirelor, adica simplist spus scazand 2 spire, scazi 4uH, scazand 4 spire, scazi 16uH, si cum pentru determinarea inductiei, numarul spirelor este la numitor iar inductanta este la numarator, este imposibil ca scazand numaratorul sa cresti rezultatul... este totusi simplu.

 

Acum mi-am dat seama de o alta problema referitoare la scaderea inductantei, creste varful de curent pe care semiconductoarele trebuie sa-l suporte, adica pentru sa zicem 10A si variatie de curent de 2A, varful este 11A, 10+(2/2), daca maresti variatia de curent la 4A atunci varful este 10+(4/2), adica 12A, la 6A variatie, varful este 13A, etc... La mosfeti ( si la fel de valabil si la diode ) iei in calcul curentul maxim posibil in mod continuu, si faci tot posibilul sa nu-l atingi niciodata in regim normal de lucru, lasi in pace acele varfuri mari repetitive, alea sunt utile in vederea limitarii, in caz ca protectia pentru un anumit motiv este mai lenta si mosfetii sau diodele trebuie sa suporte 2 sau mai multe impulsuri pana protectia isi face treaba, nu mergi niciodata la limita absoluta pentru ca absolut nimeni nu-ti mai garanteaza fiabilitatea. As zice sa te limitezi la varfuri maxime in primar undeva pe la 15-16A, ceea ce pentru raportul de transformare mentionat mai sus de 1,2A, ar presupune varfuri in secundar de hai sa zicem maxim 20A, de aici zic eu ca sa pleci cu calculul inductantei si deci alegerea variatiei de curent. Se subantelege faptul ca diodele din secundar vor trebui fie dublate fie inlocuite cu altele mai puternice.

[adrian_c]

Acest sfat este important, sa raman in limitele de functionare continua a componentelor active.

Asadar, cu mosii actuali ar trebui sa setez limitarea atunci cand in secundar am 20A. Nu verau sa calculez puterea ceruta de la sursa in acest caz, este utopica.

Curent maxim in secundar 20A, variatia curentului prin inductanta 0,2*I max, adica 4A (as putea merge la 0,3 cu variatia de curent 6A)

@Marian - ce se intampla cu miezul transformatorului, poate sa transfere asemenea putere in secundar?

 Daca luam in calcul ca este un amplificator de casa si nu este vitala diferenta de putere dintre alimentarea cu +/-55 si cea data de alimentarea cu +/-50 , ar fi mai bine sa scad si tensiunea la iesirea sursei, ca sa pot obtine curentul necesar in secundar mai usor? (in ce priveste miezul transformatorului si nu diodele din secundar)