SMPS semipunte proiect comun

[MVS]

Observ ca va fi o sursa cu stabilizare. Cum ati stabilit valorile componentelor din compensare?

D1 si D2 vor face poc instant. Puneti acolo UF4007, MUR120. C8 si C9 mult prea mari. 22uF low ESR. In paralel cu ei 100nF ceramic.

[Marian]

7 hours ago, Cilibiu said:

se pare ca la HB trebuie 10 sp in primar si la FB 18 sp, asta pentru E70 mam uitat.

La punte, pentru aceeasi frecventa si acelasi traf, numarul de spire in primar este dublu fata de semipunte.

Este normal sa fie asa devreme ce tensiunea din primar este dubla.

Deci daca ai calculat 10 spire pentru semipunte, atunci la punte dai 20.

 

La puterea asta cred ca merita sa incerci puntea, curentul in primar e la jumatate fata de semipunte, asta conteaza si la sarma din primar, si la tranzistori.

As zice sa renunti la stabilizare, stabilitatea nu va fi usor de obtinut, mai ales cand alimentezi atatea amplificatoare.

 

LE: Bune observatii Valentin.

Smilex a tot repetat unele generalitati legate de aspectul asta, eu insumi le-am reluat obsesiv pe mai multe subiecte, pare ca degeaba.

100u de pe alimentare trebui sa incarce 2x100u de la bootstrap...

SI 4148 acolo e cireasa de pe tort 

 

Imi pare rau daca supar e cineva, dar chestiunile astea au fost discutate si ras...ras, ras, ras......rasdiscutate aici pe sectiune.

Editat August 2, 2018 de Marian

[Cilibiu]

D1 si D2 stiu ca trebuie sa fie de minim 2A, de aceea am zis ca mai trebuie cateva modificari. O sa rectific azi schema la recomandarile voastre.

Componentele din compesare au fost copi paste din schema de acum 10 ani care sa dezbatut atunci pe forum. Nu am apucat sa o rectific, era si destul de tarziu aseara cand am postat schema si nu am mai stat sa o verific.

Daca renunt la stabilizare, ce variatie de tensiune o sa am la iesire? 

 

[Marian]

In audio variatiile de curent de sarcina sunt foarte abrupte, cu atat mai rau cu cat deseori filtrarea iesirilor este subdimensionata, asta poate pune cele mai mari probleme compensarii care are rol de a mentine stabilitatea sursei ( NU confunda cu stabilizare ) in orice conditii. Nu spun ca nu se poate, insa nici usor nu va fi.

N-as putea nici macar estima ce caderi vei avea tu in sarcina fara stabilizare, le poti atenua prin dimensionari generoase la intreg traseul de forta.

Eventual poti incerca o stabilizare mai rudimentara, cu zener in loc de 431, si care sa actioneze pri opto direct in pinul 9.

Asa variatiile curentului de sarcina sunt mai putin relevante pentru stabilitate.

Dezavantajul ar fi o stabilizare mai putin precisa insa ea totusi ar exista si ar fi mai buna decat deloc.

Tu decizi...

 

PS: As sugera ca primele teste sa le faci pe un montaj de test, o placuta gaurita cu trasee improvizate, sau ceva de genul, testezi asa mai usor diferite variante si optimizezi iar dupa ce ai pus la punct un concept functional, te apuci si desenezi si un pcb stiind ca schema este deja testata.

Editat August 2, 2018 de Marian

[Cilibiu]

Ok. Un lucru e clar. Confund compesarea cu stabilizarea.

Deci raman la stabilizare, ce este gresit in  partea de stabilizare actual?

Acum 24 minute, valentin marcarian a spus:

......Cum ati stabilit valorile componentelor din compensare?...

Care sunt componentele de compesare? C1 si R1? 

Editat August 2, 2018 de Cilibiu

[Cilibiu]

Acum 26 minute, Marian a spus:

....100u de pe alimentare trebui sa incarce 2x100u de la bootstrap...

SI 4148 acolo e cireasa de pe tort ....

Sursa ce alimenteaza partea de comanda va avea ca filtraj 1000uf. Am pus acei 100uf langa SG ca sa filtrez cat mai bine langa pinul integratului. 

D1 si D2 in schema originala parca erau BYV-79 din cate imi aduc aminte, diode de 2A ultra fast. Aseara am crezut ca am pus 1n4007....doar acum m-am uitat mai atent cand ai zis 1n4148, si ai dreptate 

[MVS]

Acelasi lucru l-am spus si eu in prima postare de pe aceasta pagina.

Stabilizare se poate face fara compensare in varianta in care mergeti cu zenner asa cum a spus si @Marian. Daca alegeti varianta cu TL431 trebuie obligatoriu compensare.

Compensarea se calculeaza in functie de inductanta de la iesire si ESR-ul condensatorilor din secundar. Fara ele nu puteti calcula valorile componentelor pasive din compensare.

Nu despre R1 si C1 este vorba, ci despre compensarea lui TL431.

[Cilibiu]

OK. Daca merg pe varianta clasica cum ai spus tu, ce variatie de tensiune va fi la iesire?

 

[MVS]

Nu pot raspunde exact la aceasta intrebare, dar sa luati in calcul 10%, desi cred ca va fi mai mult.

Daca mergeti pe varianta fara stabilizare trebuie configurat SG3525 sa aiba umplerea maxima.

[Cilibiu]

Da 10% din 40V inseamna 4V, ramanand cu 36 V nu ma ajuta cu nimic, actual alimentarea la amplificatori in sarcina este de 36V.

Care sunt componentele de compensare din jurul lui TL431 in schema postata de mine?

Eu vad asa:

D11 si R32 realizeaza o tensiune de referinta de 12V.

R28 si R33 este divizorul rezistiv al lui tl431 setat la 2.5v parca.

R22 si R31 limitarea curentului prin opto. Cu toate ca valoarea lui R22 este cam dubioasa acolo, nu imi mai aduc aminte de ce am pus valoarea aceea.

 

 

Editat August 2, 2018 de Cilibiu

[Vizitator]

Diodele D1 si D2 trebuie sa fie de minim 1A si 600V  rapide, gen:

 

http://www.farnell.com/datasheets/1702386.pdf?_ga=2.133774343.86768315.1533195922-734210129.1533195922

 

Iar paralel pe C8 si C9, cit mai aproape de pinii driverelor, monteaza cite un ceramic de 100-220nF/50Vcc.

 

Ca idee, eu as merge pe Half Bridge, Full Bridge nu aduce niciun avantaj pentru acea putere.

Editat August 2, 2018 de Vizitator

[Cilibiu]

Mersi de sfaturi DjLeco.

Sa inteleg ca pana la urma sa reduc valoarea lui C8 si C9 de la 100uF la 22uF si sa adaug condesatori ceramici 100nF.

Diseara cand ajung acasa voi modifica schema dupa sfaturile propuse de voi.

Ce capacitate este necesara in primar pentru puterea asta?

Daca merg pe varianta HB atunci sigur voi apela la IGBT-uri.

Am 2 bucati HGTG20N60A4D noi acasa. 40A la 110grade si 600V. Graficul SOA arata promitator.

 

[MVS]

Trebuiau 3 confirmari pentru a fi sigur ca trebuie sa aduceti acele modificari? Sau o asteptam si pe a patra? 

 

Ma retrag din acest subiect. Va doresc succes cu sursa.

[Cilibiu]

Nu necesitau 3 confirmari, am incredere in voi toti, chiar daca DjLeco nu posta, modificarile la C8 si C9 le faceam. D1 si D2 le schimbam seria cu ceva fast 2A , acum caut modificarea din partea de stabilizate de care ziceai tu, aceea de a conecta opto la pin 9. Iar la HB ma documentam de puterea necesara tranzistorilor. 

Deja ma orientez pentru half bridge, exact ce ai propus in primul tau post, am zis clar, vreau sa fac acest proiect comun, deci sunt deschis la sfaturile tuturor. 

Chiar daca am inceput topicul cu FB am zis dupa cateva posturi ca fac schema de comanda si pentru FB si pentru HB , ulterior ramanand sa ma decid ce topologie aleg, tiam zis ca nu stiam sigur daca cu topologia half bridge pot ajunge la puterea asta, dar ceea ce ai spus tu ma facut sa ma gandesc ca pot renunta la FB, neviind acasa decat doar pe diseara , nu am apucat sa fac modificarile propuse de tine si de ceilalti useri.

Daca vrei sa renunti, iti multumesc pentru toate sfaturile care mi le-ai oferit. Daca vrei sa continui alaturi de mine si de ceilalti useri care vor sa participe la acest proiect, te rog sa pui o schema de conectare opto la pinul 9 al SG-ului.

Vad ca pinul 9 este out-ul al amplificari operationale, daca pe pinul 9 adaug tensiunea de referinta ce fac cu pini de in+/- ? ma gandesc acum cum ar reactiona un OP in anumite situati.

 

[Cilibiu]

L.E am revizuit schema cu tl431 si cred ca raman la ea deocamdata.

Sunt nelamurit de R22 si R31, dar cand ajung acasa simulez sa vad daca e ok.

La SG am setat Deadtime cam mic, ma gandeam sa modific rezistenta de la 47ohm la 470 ohm, sa las un deadtime mai mare, actual parca e 1uS, nu stiu daca au timp sa se inchida IGBT-urile la deadtime acesta.

Vad ca HGTG20N60A4D are 73ns Toff, deci cred ca deadtime 1.3us e ok, cred ca ramane tot 47 ohm rezistenta de deadtime.

Editat August 2, 2018 de Cilibiu