Teorie si Generalitati in Audio

[Marian]

Corect, numai ca am scris acolo ca ma axez strict pe regulatorul buck elementar, componenta continua nu era relevanta in ceea ce eu doream sa explic acolo.

Totusi observatia dvs este binevenita.

 

LE: Ma indoiesc ca cele 700 de vizualizari de acum reprezinta tot atatea lecturi integrale, probabil nici 50% nu-s, dar nu e foarte important cati citesc, ideea este sa exista ceva literatura teoretica aici pe forum pentru orice nevoi.

[gsabac]

Desigur fiecare user are de invatat cite ceva din acest topic, nimeni nu este perfect.

@marian, ati facut o analiza perfecta si ati gasit un punct stabil, pentru limitarea curentului

prin MOSFET, la o valoare de 8-10A, merge si mai sus. Mai jos postez curbele din catalog cu

adnotarile pentru variatia cu temperatura, pentru curentul prin IRFP240.

Daca se foloseste aceasta limitare la curenti mai mici de 5-7A pe grafice se observa diferente

foarte mari in functie de temperatura. De exemplu daca limitarea pe un tranzistor este la 5A la 150 de grade,

la temperatura de 25 de grade este de numai 2,5A si la 7A rezulta 4,3A. Deasemenea pentru un zener dat,

de exemplu 6,2V, datorita dispersiei mari de caracteristici intre exemplare, limitarea de curent poate fi imprevizibila.

Desi teoretic si punctual pentru curenti mari metoda functioneaza, ea nu este aplicabila pentru curenti mai mici.

PS. Pentru amplificatoarele de putere mare, temperatura jonctiunii se poate apropia de 135 de grade, sau mai mult.

 

@gsabac

Editat Decembrie 15, 2017 de gsabac

[Sharky]

Trebuie sa gasim un alt mod de a dezbate problema.

 

Momentan editez posturile, dar continutul va iesi cam dezordonat.

 

Limitarea respectiva mi se pare ok pt ca in primul rand se foloseste pt limite mari, gen 9-10A.

Mai jos intervine in functionarea normala a amplificatorului si nu e de dorit.

Protectia respectiva nu poate constitui o protectie la scurt circuit decat una f slaba.

Ea va trebui folosita in combinatie fie cu un releu, o siguranta ultra rapida sau alte metode.

Rolul acestei limitari e sa tina curentul la o valoare rezonabila asa incat mosfetul sa reziste pana cand releul decupleaza.

 

Totodata acea caracteristica e liniarizata oarecum de rezistentele din sursa.

un 0.2ohmi in sursa la 9-10A se transforma in 2V destul de constanti cu temperatura. Asa ca acelea variatii nu mai sunt chiar asa de nasoale.

[doru77]

      Un foarte bun (daca nu cel mai bun) material despre amplificatoarele audio, adresat incepatorilor. Concis dar totodata cuprinzator. Din pacate nu se mai vad imaginile care contineau formulele.

      Domnule Marian, la care ``celalalt forum`` faceti referire? Poate acolo se mai gaseste complet. Sau cum as putea intra in posesia materialului, inclusiv formulele care nu se mai vad?

  

[dan_b11]

Pozele nu se vad din cauza problemei cunoscute deja, domeniul postimage.org. Daca in link se inlocuieste org cu cc, se vad pozele.

[Marian]

Da, problema este de la postimage.

 

LE: Link-uri imagini remediate, acum toate se vad corect.

 

PS: Multumesc colegilor moderatori pentru mutare temporara topic.

Editat Mai 4, 2018 de marian

[doru77]

Si eu multumesc pentru remedierea problemei si mai ales pentru informatiile oferite de material.

[Marian]

Pentru putin.

Ma bucur ca cineva totusi citeste. 
O sa continui prezentarile de cum am ceva timp.

[Marian]

VAS

 

Este prescurtarea de la Voltage Amplification Stage, sau pe Romaneste, este etajul amplificator in tensiune.

Este cel care se ocupa de majoritatea amplificarii in tensiune, si este deci decisiv in performantele globale ale amplificatorului. 

Este in esenta un emitor comun comandat de diferential si comanda la randul sau etajul final.

Ar fi imposibil sa-l descriu in amanunt intr-o singura postare, si as fi arogant sa pretind ca as fi eu in masura sa o fac, motiv pentru care o sa incerc sa ma limitez la ce este esential, pastrand o legatura cu ce am scris pana acum, ca sa fie totul cursiv.

Deci:

 

Am luat diferentialul din finalul prezentarii anterioare pe tema asta, si i-am adaugat retelele de pe intrari, plus un etaj VAS generic.

La diferential R5 si respectiv R8 stabilesc impedantele pentru cele 2 intrari, valorile lor trebui sa fie identice ( o sa vedeti si de ce ).

R7 si R6 stabilesc raportul amplificarii in bucla inchisa, la valori identice, bucla inchisa este R8/R7.

C1 si C2 sunt cuplari capacitive, se asigura de faptul ca amplificatorul proceseaza doar semnal AC.

Q7 este tranzistorul din VAS in sine, el face amplificarea in tensiune, alegerea lui trebui sa tina cont de tensiunea maxima dintre ramurile alimentarii, pentru ca aceasta este maxima pe care o poate vedea ( minus caderile de pe degenerare, sursa din colector si superdioda ). Curentul maxim pe care trebuie sa-l suporte este destul de mic, si este suma curentului la care sursa din colector este limitata si curentul de comanda al etajului final, in principiu curentul este acoperit de la sine, mai importanta este disipatia maxima, care este produsul dintre tensiunea de pe ramura sa si curentul de la sursa ( aproximativ ). 

R11 este chiar degenerarea in emitor despre care am discutat in detaliu la prezentarea emitorului comun ( prima din topic ).

RL este sarcina in colector, care fie este o retea de componente pasive, fie o sursa de curent constant.

 

Pun schema in ltspice:

 

Si stabilesc ceva valori dupa cum urmeaza.

Intai de toate impedantele de pe intrari, si aleg R6 si R9 la o valoare sa zicem arbitrara, de 1k ( alegerea lor este destul de flexibila ).

Mai departe am nevoie de valorile R7 si R8, pentru asta imi aleg o amplificare in bucla inchisa preferata si apoi o inmultesc cu valoarea R6.

Spre exemplu vreau o bucla inchisa la 33x ( adica semnalul de pe intrare este redat pe iesire amplificat de 33 de ori ).

 

Si asa cum am zis ne dorim impedante egale pentru ambele intrari, deci R8 va trebui sa aiba aceeasi valoare.

C1 se asigura ca se amplifica numai semnal AC ( nu si eventuala diferenta statica dintre cele 2 intrari ).

El face un zero, un filtru trece sus cu R6, alegerea sa tine cont de frecventa minima pe care dorim sa o reproducem.

Sa zicem ca dorim ca Fmin sa fie 5Hz, atunci:

 

Deci valoarea minima a C1 trebui sa fie de 32uF, se poate merge pe 33u, 47u, 56u, etc... 

 

C2 face cuplarea AC a intrarii ( adica se asigura ca amplificatorul primeste doar semnal AC ).

SI alegerea lui trebui sa tina cont tot de acel Fmin, deci tot de filtru trece sus, dar cu R8:

 

Se poate merge pe 1u, 2,2u, 3,3u, 4,7u, etc...

 

La Q5 ( tranzistorul din VAS ) o sa merg direct pe BD139, suporta 80V in timp ce tensiunea dintre ramuri este de 60V, disipatia maxima a sa este mult peste ce va trebui sa suporte in schema, la fel si curentul. In fapt alegerea mea tine mai degraba cont de uzual decat de parametrii din schema. La alimentari mai mari vor trebui analizati mai atent parametrii de lucru.

 

R1 este degenerarea, am discutat-o deja, nu mai reiau, pun direct 33 ohm, urmand ca ulterior sa o mai dezbat pe scurt.

 

R10 este sarcina din colector.

Aici e ceva mai mult de discutat, o sa ma rezum totusi la chestii de baza.

In anumite scheme sarcina din colector la VAS o sa vedeti ca este compusa dintr-o retea pasiva, respectiv R10 impartita in 2 ( nu neaparat valori egale ), si punctul lor comun dus la iesire cu un electrolitic, este binecunoscuta retea "bootstrap", condul se incarca pe semialternanta negativa, si suplimenteaza curentul de comanda pentru etajul final pe semialternanta pozitiva. Nu o sa o dezbat aici pentru ca este o solutie care mie personal nu-mi place, am mentionat-o doar sumar. 

Alegerea sarcinii in colector in varianta asta pasiva trebui sa tina cont de curentul de echilibru dorit in VAS ( adica cel la mersul in gol ), si tensiunea de pe ramura sa ( +Vcc in cazul de fata ).

Daca spre exemplu dorim 10mA curent de mers in gol prin VAS, atunci:

 

Schema actualizata:

Principiul de functionare este simplu, diferentialul comanda tranzistorul din VAS astfel incat potentialul din colectorul lui sa fie la un nivel potrivit pentru echilibrul intre cele 2 intrari ( IN+ si IN- ), la punctul static ( mersul in gol ), intrarea fiind la potential 0 ( la masa ), echilibrul impune ca si colectorul Q5 sa fie tot la 0V ( potentialul masei ). La aplicarea unui semnal pe intrare, se creeaza un dezechilibru intre intrari, diferentialul compenseaza si impune o deplasare a colectorului Q5 la un potential potrivit pentru a restabili echilibrul, si asta se intampla acolo unde iesirea este la un potential amplificat cu factorul buclei inchise fata de semnalul de pe intrare. 

 

Rulez simularea si analizez punctul static de functionare:

 

Uitati-va in coltul din stanga-sus al imaginii, acolo se dau curentii de colector si respectiv baza ai Q5 ( VAS ), avem 10mA la colector, deci sarcina este calculata corect, si avem cca 40uA curent in baza, ceea ce la un calcul simplu ne da o amplificare in curent de cca 248 a Q5.

 

Tensiunea din colector Q5:

 

Nu sunt 0V, ci am un offset de 9mV. 
Eroarea este data in principal de Ib de la VAS care se insumeaza curentului tras de oglinda si duce la un usor dezechilibru acolo:

 

Uitati-va in acea lista la valorile IC Q4 si IB Q5, suma lor da valoarea IC Q1.

Am spus ca impedantele celor 2 intrari trebui sa fie identice, iata de ce:

 

Aici intentionat am redus R8, reducand astfel impedanta intrarii neinversoare, asta a dus la un offset negativ de cam 44mV, pana la -35mV.

Motivul este IB al tranzistorilor din diferential, care se scurge prin R8 si respectiv R7, daca valorile rezistentelor difera atunci caderile de tensiune pe ele difera, si asta duce la o polarizare usor diferita pentru fiecare, deci la offset. 

 

 

Aici am inversat dezechilibrul valorilor, si s-a inversat si sensul offset-ului, saltul a ramas tot 44mV, si iesirea a urcat astfel de la 9mV la 53mV.

 

Revenind la VAS, avem curentul de mers in gol dorit de 10mA, calculam si o amplificare a sa in tensiune ( contributia VAS la bucla deschisa ).

Amplificarea este:

Unde Aol este castigul in bucla deschisa ( open loop ), iar Re(tot) este rezistenta totala din emitor. 

Avem degenerare de 33 ohm, dar mai avem si Re' care stim de la prezentarea emitorului comun ca este acea rezistenta intrinseca, nu mai intru in detalii, stiti deja ce si cum, spun direct valoarea, care in cazul de fata pentru 10mA este 2,6Ohm, deci rezistenta totala din emitor este 35,6 Ohm.

 

SI in db:

 

La prezentarea diferentialului am spus ca desi sarcina activa constituita de oglinda de curent, pune o impedanta foarte mare acolo, si deci faciliteaza un castig al diferentialului foarte mare, totusi el este redus mult de impedanta de intrare in VAS care se pune in paralel cu impedanta oglinzii. 

Calculez intrarea in VAS:

 

Impedanta foarte mare a oglinzii este deci dominata copios de impedanta de intrare in VAS ( devine aproape irelevanta ).

Amplificarea diferentialului se reduce destul de mult, si poate fi calculata usor ( am explicat deja cum ), totusi este mult mai mare decat ar fi daca sarcina diferentialului ar fi o simpla rezistenta, pentru ca acea rezistenta n-ar putea fi mai mare de cativa kOhm, si aia ar fi si mai redusi de impedanta de intrare in VAS. 

Adica oglinda de curent din diferential este totusi foarte utila. 

 

Pun si ceva semnal si analizez bucla inchisa:

 

Am ceva mai mult de 30db deci amplificarea de 33x se confirma ( raportul R7/R6 ).

Bucla deschisa:

 

67db.

Am spus ca majoritatea amplificarii in tensiune este la VAS, deci aici lucrez.

Am inceput cu varianta de sarcina pasiva pentru a avea o baza de comparatie, personal nu agreez solutia cu bootstrap, deci merg pe o sursa de curent acolo si confirm punctul static de functionare:

 

Revin la semnal si bucla deschisa:

 

Am obtinut acum 81db, adica un salt de 14db fata de varianta cu sarcina rezistiva.

Diferenta nu-i mare, si asta este datorita efectului "early", am discutat si despre el tot la prezentarea emitorului comun, deci nu reiau. 

Poate fi atenuat ( nu si eliminat ) cu cascodarea VAS, se adauga un tranzistor NPN cu emitorul in colectorul Q5 de acum, si baza polarizata la o tensiune fixa.

Efectul este mentinerea colectorului Q5 la un potential fix ( sau oricum relativ fix ) indiferent de cursa semnalului, si asta atenueaza mult efectul early, marind mult valoarea acelui Ro' de care am discutat, si deci atenuand reducerea impedantei de colector. 

Polarizarea bazei cascodei trebui sa se faca la o tensiune suficienta pentru a acoperi atat Vbe-ul sau cat si pe al Q5 plus caderea pe degenerare, dar nu prea mare pentru ca se reduce din cursa maxima a semialternantei negative. Simulatorul ajuta mult aici pentru ca poti alege diverse polarizari si decide care este cea mai potrivita.

 

Bonusul aici este ca se poate alege pentru VAS ( tot Q5 ) un tranzistor mic, de semnal, mai rapid si cu hfe mult mai mare, asa cum este BC547C.

Asta deoarece Q5 vede o tensiune CE mult mai mica si relativ fixa, egala cu polarizarea cascodei minus Vbe-ul ei, ceea ce reduce foarte mult disipatia in Q5, deci poate fi un tranzistor mult mai mic si mai performant.

Astfel pe langa reducerea substantiala a Ib ( si implicit a dezechilibrului provocat in diferential ), deci reducerea offset-ului anterior, si mai importanta este o impedanta de intrare in VAS mult mai mare, minum dublu fata de valoarea anterioara, deci si castigul diferentialului este mult mai mare, si constribuie si el la o bucla deschisa mai mare:

 

Contributia dominanta ramane totusi la VAS, si avem acum 126db.

Motivul este acea cascoda care a atenuat mult efectul early marind astfel impedanta de colector in VAS, si a permis un tranzistor mai bun la Q5, deci o impedanta de intrare mai mare, si un castig mai bun la diferential.

Se mai poate suplimenta castigul diferentialului prin marirea si mai mult a impedantei de intrare in VAS, se face asta cu un VAS darlington:

 

Se adauga inaintea lui Q5 un nou NPN identic cu el, amplificarea in curent total obtinuta ( hfe ) este acum produsul dintre valorile hfe individuale ( de ordinul sutelor de mii ), deci impedanta de intrare in VAS este acum in ordinul mega ohmilor.

Asa cum se poate observa, offset-ul si-a schimbat sensul, este acum -4mV, asta pentru ca influenta Ib a VAS asupra echilibrului din diferential a devenit aproape nula ( sub 3uA in simulare ), domina acum eroarea oglinzii de curent, adica IB-ul pentru cei 2 tranzistori care se sustrage din curentul de colector al Q2 si-l suplimenteaza ducand la un usor dezechilibru.

Se pot alege niste tranzistori cu Hfe mai mare la oglinda, si eroarea va fi redusa semnificativ, ori se poate merge pe un alt tip de oglinda daca se doreste neaparat.

 

Semnalul si bucla deschisa acum:

 

Sunt acum 153db...

 

Care este scopul unei bucle deschise atat de mari?

Pai cu cat bucla deschisa este mai mare, cu atat nivelul de reactie negativa este mai mare, si daca reactia negativa este mai puternica ( adica diferenta dintre bucla inchisa si bucla deschisa este mai mare ) atunci efectul benefic asupra THD-ului este mai pronuntat ( adica THD-ul e mai mic ).

 

Acum vine schepsisul, pentru ca in realitate bucla deschisa nu va arata niciodata atat de bine, si din mai multe motive.

In primul rand lipseste compensarea asa cum s-a observat, nu am pus-o pentru ca este un subiect vast care probabil mai bine ar fi sa fie tratat intr-o postare dedicata ( poate...mai vedem ).

Lipseste si filtrul pe intrare, ala o sa-l pun la prezentarea etajului final.

Compensarea reduce substantial limita superioara a buclei deschise, deoarece ne dorim ca amplificatorul final sa fie stabil, si compensarea o sa vedeti ca ne taie destul de mult avantul. Un astfel de amplificator desi foarte atractiv, este sau poate fi foarte dificil de compensat, complexitatea expusa aici are sens doar cu o compensare pe masura ( complicata ), altfel pierzi mare parte din ce ai muncit.

O alta problema este etajul final cu a lui impedanta de intrare finita, care se pune in paralel cu impedanta de colector de aici, si pe care de multe ori o domina copios, reducand deci castigul etajului VAS, si mai rau este ca impedanta de intrare a etajului final variaza cu semnalul, si nu doar cu nivelul acestuia dar si dinamic in ritm direct cu parcursul semialternatelor. Si asta duce la un THD marit, sunt solutii dar cu alta ocazie. 

 

Multe ar mai fi de zis dar m-am lungit destul, deci inchei aici.

Tin sa reiterez ca informatiile nu-mi apartin, cam tot ce am scris aici se gaseste intr-o forma sau alta discutat si la proiectul meu Mosfet400, ar fi absurd sa pretind ca am descoperit eu asta in urma testelor practice, teoria audio a fost pusa la punct de altii inaintea mea si a noastra in general, eu doar o prezint sumarizat aici intr-un stil care sper sa fie usor de asimilat, daca mai spun si prostii...asta e, imi cer scuze pentru ele, daca mi-a scapat ceva...e normal, subiectul este foarte complex, deci orice observatie este binevenita. Fac precizarile asta pentru ca am tot fost acuzat ca sunt soarece de gugle si ca iau articole copy/paste de pe wiki si le pun aici. Mult succes in a gasi o copie fidela a prezentarii asteia undeva pe gugle. 

 

Toate cele bune.

 

Editat Iunie 6, 2018 de Marian

[GeX]

Pentru partea de "Super-dioda" atasez doua documente.

Optimization of the amplified diode bias circuit Malcom hawksford.pdf

vbe.pdf

[Marian]

Etajul final

 

In Engleza numit "output stage", este etajul care asigura iesirea catre sarcina ( de aici si denumirea ), un etaj tampon intre restul amplificatorului si sarcina, in esenta un repetor cu amplificare in curent ( foarte mare asa cum o sa vedeti ). Cei care v-ati documentat despre el ati putut gasi intregi capitole dedicate lui, si culmea, dezbatut superficial chiar si asa, asta pentru ca sunt foarte multe de spus, sunt mai multe variante diferite de etaj final, fiecare cu teoria si calculele sale, o sa ma axez pe cel mai cunoscut. In eventuale urmatoare postari poate voi trata si alte tipuri de etaj final, mai vedem....

 

Deci iata o schema generic de etaj final:

Este un repetor in emitor complementar. 

Adica reproduce in emitor semnalul primit in baza, si complementar deoarece foloseste tranzistori de polaritati opuse pentru reproducerea semialternantelor de polaritati opuse, adica NPN-uri pentru semialternanta pozitiva si PNP-uri pentru cea negativa.

I se mai spune si dublet darlington deoarece fiecare ramura este compusa din 2 tranzistori in conexiune clasica darlington.

 

Q1 si Q2 sunt prefinalii, rolul lor este de a suplimenta amplificarea in curent totala a etajului final, asta pentru ca etajul VAS n-ar putea comanda de unul singur direct finalii. 

Aici prefinalii sunt in clasa A, asta pentru ca ambii conduc curent permanent indiferent de cursa semnalului ( adica pe ambele semialternante ), si se intampla asta datorita R1 care conecteaza direct emitoarele prefinalilor intre ele, fara legatura cu iesirea. 

 

Valoarea R1 da curentul de mers in gol prin prefinali tinand cont de polarizarea finalilor ( adica tensiunea dintre bazele finalilor care pica pe ea ). Deci se alege un curent dorit prin prefinali, si la el se imparte polarizarea finalilor in vederea aflarii valorii rezistentei:

2*Vbe pentru ca sunt 2 jonctiuni BE ale finalilor inseriate. 

Ipref este curentul dorit prin prefinali.

 

C1 asigura o comanda usor mai rapida a finalilor in AC ( de aici si denumirea din Enlgeza de "sped up capacitor" ).

 

Alegerea prefinalilor trebui sa tina cont de curentul pe care trebui sa-l suporte, tensiunea maxima la care sunt expusi, si puterea pe care ei trebui s-o disipe.

O sa le iau pe fiecare in parte:

 

-Curentul pe care trebui sa-l suporte este cel deja ales in vederea calcularii R1, este un curent mediu pe care il conduc permanent pe ambele semialternante.

La el se adauga cel de comanda al finalilor ( curentul lor din baza ) si acela este curentul de sarcina impartit la Hfe-ul finalilor.

Trebui consultat pdf-ul finalilor si cautat graficul care iti da hfe-ul lor pentru un curent dat. 

Important de retinut este faptul ca la fiecare varf de semialternanta pe sarcina, exista si un curent de varf prin finali, iar el cere un anumit varf de curent in baza finalilor si implicit din prefinali. La puteri mici curentul este destul de mic, insa la puteri mari veti observa ca prefinalii trebui sa suporte un curent semnificativ. 

 

-Tensiunea maxima la care prefinalii sunt expusi este in principiu chiar tensiunea directa dintre ramurile de alimentare.

Spre exemplu daca alimentam amplificatorul la +/-35Vcc atunci prefinalii trebui sa fie de minim 70V.

Asta pentru ca emitoarele lor sunt duse alternativ catre ramura opusa, in timp ce colectoarele raman fixe la ramura lor.

 

-Puterea pe care trebui sa o disipe... Aici e un aparent paradox dat de clasa A in care sunt, pentru ca desi varful maxim de curent prin finali este la varful maxim al semialternantei lor, varful maxim al disipatiei prin ei este la varful semialternantei de pe ramura opusa. Asta pentru ca puterea este produsul dintre tensiune si curent, si tensiunea maxima prin ei este la varful semialternantei opuse, acolo unde emitorul este cel mai aproape de ramura opusa, si pentru ca sunt in clasa A ei conduc permanent acel curent ales ( cel de mers in gol de la polarizare ). Curentul maxim este la varful semialternantei lor pentru ca acolo varful de curent cerut de baza finalului lor este maxim, si se suprapune peste curentul clasei lor A ( se adauga ), numai ca acolo tensiunea vazuta de ei este minima, deci si disipatia este minima acolo. O cifra exacta este destul de dificil de calculat, dar o valoare medie destul de aproape de adevar ar fi produsul dintre curentul de mers in gol al clasei lor A si tensiunea de pe ramura lor ( discutabil ).

 

Q3 si Q4 sunt finalii.

Clasa finalilor pe care o voi discuta este AB, deci aceasta este si configuratia din schema.

Asa cum stiti, AB presupune o zona mica de clasa A ( la semnal mic ) unde ambii finali conduc simultan, si restul o clasa B unde conduce doar finalul de pe ramura semialternantei reproduse. Zona de clasa A este in zona de trecere prin 0, este necesara pentru a atenua cat mai mult distorsiunile de trecere ( vezi prezentarea superdiodei ).

 

Pentru ca sunt in prezent foarte multe tipuri de finali disponibile, n-o sa intru acum in prea multe detalii legate de selectia lor, la scheme cu o singura pereche de finali de cele mai multe ori toate criteriile esentiale sunt deja acoperite cu rezerve generoase, diferentele fiind date de perfomante.

 

-Curentul pe care finalii trebui sa-l suporte se imparte in 2 tipuri, de varf si mediu:

 

 

In pdf veti cauta dupa cel mediu calculat, uitandu-va apoi si la varful maxim admis ca sa fiti siguri ca-l suporta.

 

-Tensiunea maxima la fel ca si la prefinali este tensiunea directa dintre ramuri, deci pentru acelasi exemplu cu alimentare la +/-35V, si finalii trebui sa fie de minim 70V.

 

-Puterea pe care finalii trebui sa o disipe n-are treaba cu puterea dorita pe sarcina ( am tinut sa mentionez asta pentru ca am vazut ca inca mai sunt confuzii aici din partea incepatorilor ).

Puterea pe care finalii o disipa este puterea consumata din sursa minus puterea livrata sarcinii. 

Imaginati-va etajul final ca parte a unui divizor dinamic, finalii fiind rezistenta de sus si sarcina fiind rezistenta de jos.

 

De regula toti parametrii astia sunt acoperiti fara probleme de finalii moderni, o sa insist putin mai tarziu cu exemple pe o schema completa.

 

R6 si R7 sunt rezistentele din emitoarele finalilor, rolul lor este mai complex, seteaza polarizarea in gol si ajuta la stabilitatea termica ( vezi superdioda si biasul optim ), si ajuta la o distributie mai egala a curentilor prin finali atunci cand se folosesc 2 sau mai multe perechi.

 

R2, R3, R4 si R5 sunt reistentele din baze, rolul lor este unul de stabilitate locala in regim dinamic, sunt deci importante ( nu neaparat obligatorii ), valorile lor nu trebui sa fie mari, de regula cativa ohm sunt deajuns.

 

C2 si C3 asigura o compensare locala pentru etajul final, cateva zeci sau poate sute de pF ( depinde de la caz la caz ) de regula sunt deajuns.

 

C5 si C6 sunt optionale dar recomandabile, functia pe care o indeplinesc depinde de tipul de condensator folosit si capacitatea lui.

Electroliticii de zeci sau sute de uF sunt un soi de rezervor local de energie, in timp ce nepolarizatii de valori mici ( sub 1u ) sunt decuplari locale.

Ideea este de a compensa comportamentul de rezistenta si mai ales inductanta parazita, al cablurilor de la sursa.

 

C4 si R9 alcatuiesc filtrul cunoscut sub numele "zobel", scopul sau este de protectie impotriva sarcinilor inductive, se asigura ca la frecvente mari componenta dominanta este tot rezistiva, pentru ca la frecvente mari reactanta C4 este neglijabila, si sarcina predominanta vazuta de amplif in cazul in care boxa are un puternic caracter inductiv, este R9.

 

L1 protejeaza impreuna cu R8 etajul final de sarcini capacitive, R8 fiind totodata si un soi de snuber pe L1.

Condensatorii asa cum stiti pe langa ractanta invers proportionala cu frecventa ( adica le scade "rezistenta" pe masura ce creste frecveta ) cauzeaza si o defazare de tip "avans" a curentului ( in Engleza termenul este "lead", si simplist spus curentul este inaintea tensiunii ), inductanta ajuta pentru ca are un comportament total opus, adica reactanta ei este direct proportionala cu frecventa ( "rezistenta" ei creste cu frecventa ), si defazarea curentului este opusa, adica este de tip "intarziere" ( in Engleza termenul este "lag", si simplist spus curentul este dupa tensiune ). Valoarea L1 nu-i batuta in cuie si nici critica, oricum din cateva spire de sarma "in aer" prea mult nu poti obtine, dar 1-1,5uH ar trebui sa fie deajuns. Se va tine cont de curentul mediu maxim cerut de sarcina pentru puterea dorita pentru ca acel curent este suportat de sarma inductantei, deci aceasta trebui sa fie suficient de groasa. R8 are valori tipice de ordinul catorva Ohm.

 

Aici avem o varianta a aceluiasi etaj final dar cu prefinalii in clasa B.

Spunem ca sunt in clasa B deoarece fiecare prefinal conduce curent doar pe ramura sa, spre deosebire de clasa A unde conduceau curent pe ambele semialternante ( deci permanent ).

Alegerea prefinalilor se face la fel ca si la clasa A, singura deosebire fiind ca R1 de acolo se imparte in 2 valori egale ( R1 si R10 aici ) pentru a pastra acelasi curent de mers in gol dorit ca si mai sus. 

 

 

Aici avem o varianta de etaj final numit "triplu darlington".

Se numeste asa pentru ca avem pe fiecare ramura cate 3 tranzistori "inseriati cu sarcina" ( nu stiu daca e cel mai potrivit termen ) in conexiune darlington.

Singura diferenta fata de anterior este prezenta a unei perechi suplimentare de prefinali ( uneori li se spune "predriveri" ).

Alegerea lor se face dupa aceleasi criterii, numai ca este mai flexibila pentru ca si curentul pe care il vad ei este mult mai mic ( la fel deci si disipatia in ei ).

 

Se foloseste triplet acolo unde se doreste o mai mare amplificare in curent totala a etajului final, si deci o mai mare impedanta de intrare in el.

Este util in special la puteri mari, pentru a reduce curentul pe care VAS trebui sa-l suporte la valori cat mai mici, dar si la schemele de putere mica este util, acolo unde dorim ca sarcina totala vazuta de VAS in colector sa fie la valori ohmice cat mai mari pentru o amplificare in tensiune cat mai mare a sa, tinand cont ca asa cum am zis impedanta de intrare in etajul final contribuie la impedanta de colector totala vazuta de VAS. 

 

Si daca tot am pomenit de impedante:

-Impedanta de intrare a etajului final este suma dintre rezistenta sarcinii si cea din emitor la final ( dar aia poate fi neglijabil de mica ) inmultita cu Hfe-ul total al etajului final, si hfe-ul total este produsul dintre hfe-ul fiecarui tranzistor din calea semnalului. Pentru tripletul de mai sus, pe ramura pozitiva ar fi:

 

Pare complicat dar nu este asa, pentru ca daca iau un exemplu cu finalii avand hfe de 40, primii prefinali hfe 60 si ultimii 100, iar sarcina e de 4 Ohm, atunci:

 

Aia este sarcina pe care VAS o vede.

 

-Impedanta de iesire a etajului final este ceva mai complexa, este important sa fie cat mai mica pentru ca ea da si DF-ul etajului final ( damping factor ).

Daca ignoram reactia negativa atunci:

 

Unde Re' este acea rezistenta intrinseca din emitor ( vezi emitorul comun ).

Re' este relevanta doar in zona de clasa A a etajului final ( deci la semnal mic ), pe masura ce cursa semnalului este mai mare, creste si curentul de colector si Re' devine nesemnificativa in comparatie cu rezistenta din emitor, deci la semnal mare pe sarcina, impedanta de iesire este in principiu egala cu rezistenta din emitor.

De retinut ca la 2 sau mai multe perechi de finali, impedanta totala de iesire este data de valorile rezistentelor din emitor in paralel, adica se imparte valoarea uneia la numarul lor total.

 

Ceea ce complica estimarea impedantei de iesire este prezenta reactiei negative pentru ca ea se opune variatiilor de tensiune cauzate de variatiile sarcinii, deci va incerca sa mentina mereu iesirea la un nivel fix. Simplist spus reactia negativa reduce impedanta de iesire, cat de mult o face depinde de cat de mare este reactia negativa ( adica diferenta dintre bucla deshisa si cea inchisa ). Cum insa nivelul de reactie negativa variaza cu frecventa si cu schema in sine, n-o sa intru in detalii.

 

-Spuneam ca DF ( damping factor ) este dat de impedata de iesire, iata de ce:

 

Deci cu cat valoarea ohmica a impedantei de iesire este mai mica, cu atat DF este mai bun.

DF este important pentru ca el da nivelul de control al etajului final asupra boxei, mai precis spus asupra cursei conului de la difuzorul de bass. 

Ceea ce atenueaza controlul asta este rezistenta ohmica a cablurilor boxei, care in cele mai bune cazuri tot poate fi in genul zecilor sau chiar sutelor de mOhm.

Este unul dintre motivele pentru care se recomanda cabluri cat mai generos dimensionate.

Din acelasi motiv uneori in aplicatii pretentioase ( si scumpe ) reactia negativa se preia printr-un al 3-lea fir direct de la borna basului, in asemenea situatie reactia negativa anuleaza rezistenta ohmica a cablurilor boxei ( mai precis spus anuleaza efectul ei asupra DF ).

 

Nota:

Initial vroiam sa pun totul intr-o singura postare dar vad ca iarasi m-am lungit mult ( n-am avut incotro ), si ar mai fi multe pe care vreau sa le spun, postarea ar deveni obositor de lunga, prefer sa ma opresc aici si sa revin intr-o postare urmatoare cu completarea unei scheme genrice, dimensionare valori si calcule necesare plus simulari, n-as vrea sa trebuiasca sa trec superficial prin ele. Daca postarea a placut cuiva, ma bucur. Daca am plictisit pe cineva sau mi-au scapat prostii, imi cer scuze.

 

Ne reauzim curand.

Marian.

[vijelie02]

Felicitari domnule @Marian

[Marian]

Multumesc.

[Marian]

Asa cum am promis, revin cu partea a 2-a a prezentarii etajului final, va fi de fapt o postare destul de lunga ( imi cer scuze daca asta deranjeaza, dar n-am incotro ) constand in completarea unei scheme simple, urmata de toate calculele necesare la etajul final in special, si in restul schemei mai pe scurt. La final o sa obtinem o schema completa pe care o voi simula fie acum, fie intr-o postare urmatoare.

 

Schema:

 

 

Primul pas ar fi stabilirea unei liste de cerinte tehnice de la schema,

cum insa n-am trecut pana acum decat prin generalitati, ma voi limita doar la puterea dorita, si vreau 100W pe 4 Ohm

 

Alimentarea:

Am mai prezentat undeva calculul alimentarii ceva mai detaliat prin alt topic, dar trec si aici in revista cate ceva.

Tensiunea RMS necesara pe iesire pentru o anumita putere dorita pe o sarcina data este:

 

In cazul exemplificat:

 

Pentru a obtine valoarea asta trebui o anumita alimentare, pentru determinarea ei trebui stiut intai varful sinusoidei de pe iesire, si asta este:

In cazul nostru:

 

Aceasta trebui sa fie tensiunea de alimentare minima pe ramura pentru cazul etajului final ideeal.

Nu exista insa etajul final fara pierderi, deci trebuiesc luate in calcul ca sa asiguram o rezerva suficienta, una care sa tina cont si de eventuale caderi in sarcina de la sursa.

In amplificator limitarea cursei maxime de la iesire incepe chiar din etajul VAS.

Ceea ce face etajul VAS este sa duca pe rand bazele etajului final catre ramurile de alimentare, in mod ideeal colectoarele VAS ( si implicit bazele finalilor ) ar fi lipite de ramurile de alimentare, numai ca asa ceva nu exista, deci exista o limitare.

In cazul de fata spre ramura pozitiva avem un generator de curent constant. Pe shunt ( R12 ) trebui sa pice cca 0,65V ca sa avem limitare activa, la asta se adauga saturatia tranzistorului din VAS la curentul dat de generator plus cel cerut de bazele finalilor ( se poate estima din graficele din pdf ).

Spre ramura negativa avem VAS-ul in sine, adica amplificatorul in tensiune, un emitor comun cu degenerare. Pentru simetrie este bine ca R11 sa aiba aceeasi valoare ca si shuntul de la generator, ca sa avem aproximativ aceeasi limitare de varf a cursei, asta pentru ca diferente semnificative aici tind sa ridice armonica a 3-a, dezavantajul este ca se poate reduce bucla deschisa din VAS...

 

La limitarea de cursa din VAS se adauga cea din etajul final, si asta este cea mai semnificativa, mai ales datorita configuratiei de repetor in emitor, aici se duc cativa volti cumulat pe prefinali si mai ales pe finali, n-o sa intru in detalii acum legate de saturatie, as zice ca pentru bipolari o rezerva de cca 5V ar trebui sa fie ok, asta inseamna cam 33Vcc per ramura.

Merg pe 35Vcc per ramura pentru ca sursa are ceva cadere in sarcina. Sigur, 2V este o estimare optimista, dar fie. Alimentarea standard astfel obtinuta prin calcule este de +/-35Vcc.

 

Curentii:

 

SI:

 

Acestia sunt curentii prin tranzistorii finali, de ei se tine cont la alegerea finalilor.

Aici avem:

 

Irms este totodata si curentul necesar de la sursa, pentru fiecare canal in parte, pentru 2 sau mai multe canale, se inmulteste cu numarul lor si se obtine curentul total necesar.

 

Alegerea finalilor:

Spuneam anterior ca la puteri asa mici abundenta de finali moderni face ca parametrii de baza ( tensiune, curent si putere ) sunt acoperiti de la sine cu rezerve mari, iata confirmarea.

Poate contraintuitiv incep direct cu mentionarea finalilor alesi, perechea de complementari 2SC5200 si 2SA1943.

Motivul principal este popularitatea lor si pretul accesibil, si desigur, pentru o schema asa simpla, finali foarte performanti nu-si au rostul.

Contrar zvonurilor nefondate propagate de anumiti utilizatori, Toshiba produce in continuare perechea respectiva de finali, atat in China cat si in Japonia.

Deci orice magazin serios ar trebui sa aiba variante originale din acesti finali.

 

Tensiunea VCE  minima a finalilor este tensiunea directa dintre ramuri, in cazul de fata avem +/-35Vcc deci finalii trebui sa aiba minim 70V, finalii alesi au 230V.

Curentul IC continuu minim necesar al finalilor este Irms de mai sus, deci 2,25A, finalii alesi au 15A.

Puterea pe care etajul final trebui sa o disipe este diferenta dintre puterea consumata de la sursa si puterea livrata sarcinii.

Puterea consumata de la sursa este:

 

In cazul de fata 70V cu 2,25A dau 157W.

Puterea disipata de etajul final este asadar 157-100, adica 57W.

Aceasta este puterea totala disipata in etajul final, se imparte la numarul de finali de pe ambele ramuri si se obtine disipatia estimativa pe fiecare in parte.

In cazul de fata sunt 2 finali deci 57/2...

Fiecare final va trebui sa poata disipa cam 28W, finalii alesi pot disipa pana la 150W.

 

La fiecare capitol finalii sunt mult peste cerintele schemei.

Acuma trebui sa amintesc ca asta este datorita puterii mici alese pentru exemplificare, la puteri mari lucrurile se schimba, si trebui mult mai multa atentie acordata la fiecare parametru, dar chiar si asa daca se incadreaza in tensiune atunci ceilalti parametrii pot fi asigurati prin alegerea unui numar potrivit de perechi in paralel.

 

Si aici desi schema nu o cere, o sa fac o paranteza cu care probabil care voi comite un soi de sacrilegiu, pentru ca se tot vorbeste despre SOA, "vezi ce SOA au finalii", "ai grija sa fie finalii in SOA", "fa o protectie SOA"... Este un subiect de discutie irelevant din simplul motiv ca SOA este garantat pentru un regim termic fizic imposibil de obtinut, adica graficul SOA este valabil doar la o temperatura a capsulei, una pe care in veci n-ai sa reusesti sa o asiguri, deci SOA este de cele mai multe ori o pierdere de vreme.

 

Cati finali trebuiesc in paralel pentru o anumita putere?

O abordare personala simplista pe care mi-o asum ar fi suta de W pe 4 Ohm si perechea de finali.

Adica la 100W pe 4 Ohm pui o pereche de finali ( asa cum am in schema de fata ), la 200 pui 2 perechi, la 300 3 perechi, etc...

 

E prea rudimentar?

Atunci calculam puterea pe care fiecare final o poate disipa in mod sigur, si nu afli asta de la SOA ci de la graficul "power derate" sau eventual valoarea data in tabel pentru scaderea puterii disipabile la cresterea temperaturii, asta iti da o putere maxim disipabila la o anumita temperatura maxim acceptata pe capsula. 

In cazul de fata Fairchild ( Toshiba nu dau asta in pdf ) mentioneaza o reducere a puterii disipabile cu 1,04W/*C.

Deci daca acceptam ca temperatura maxima la care capsula sa ajunga sa fie spre exemplu 80*C atunci puterea maxim disipabila la acea temperatura scade cu produsul dintre diferenta de temperatura de la maximul acceptat de 80 pana la standard-ul de 25, si acel "derate" din pdf de 1,04 in cazul de fata ( pentru alti finali, valoarea poate fi alta ).

Concret, 80-25=55, si 55*1,04=57, deci la 80*C pe capsula, mai putem disipa maxim 150-57=93W pe fiecare final.

De retinut ca acesta este maximul absolut de care trebui sa ne tinem cat mai departe posibil, deci la dimensionarea unui etaj final calculam puterea maxim disipabila de fiecare final la o temperatura data, si la ea impartim puterea totala pe care etajul trebui sa o disipe ( Psursa-Psarcina ), obtinem un numar total de finali pentru ambele ramuri insumate, impartim la 2 ca sa aflam cate perechi corespund acelui numar, si rotunjim in sus dupa caz, apoi pentru ca dorim sa ne aflam cat mai departe de maximul acela posibil, suplimentam cu atatea perechi cat este nevoie ca fiecare final sa disipe mult mai putin decat maximul ( as zice sub jumatate din maxim, discutabil ). Daca sa zicem puterea totala pe care un etaj final trebui sa o disipe este de 200W, si luam in calcul acel maxim obtinut prin calcule de 93W, atunci numarul total al finalilor este 200/93=2,15, asta inseamna ceva mai mult de o pereche de finali. Dar asa cum am zis vrem sa fim cat mai departe de maxim, deci dublez la 2 perechi si astfel fiecare final va trebui sa disipe 50W in loc de 93, sau la 3 perechi si disip 33W cu fiecare final, sau 4 perechi si disip 25W cu fiecare final...alegerea este decisa de mai multi factori, unii subiectivi, deci...

Ce putere s-ar obtine in cazul asta pe iesire? Calculati voi... 

Pare complicat insa nu este neaparat asa, iar varianta simplificata cu 1 pereche per suta de W/4R este suficient de generoasa incat sa nu va puna probleme decat eventual la puteri foarte mari, unde numarul finalilor ar putea fi prea mare, in acea situatie se fac calculele de aici si...

 

 

Racirea:

 

In debutul proiectului meu cu sarcina activa ( vezi link de mai jos ), am dezbatut mai pe larg subiectul asta:

https://www.elforum.info/topic/134966-sarcina-activa-reglabila-proiect-didactic/

 

Aici finalii trebui sa disipe 28W fiecare.

Ca sa estimam ce radiator este necesar trebuiesc rezistentele termice si temperaturile maxim admise.

Prima rezistenta ce ne intereseaza este cea dintre jonctiune si capsula ( RJC ), si in cazul de fata aceasta este 0,83*C/W.

De aici fie pornim de la cele 80*C maxim acceptate pe capsula si aflam la ce temperatura ajunge jonctiunea ca sa fim sigur ca stam bine:

 

Fie mergem de la o temperatura maxim acceptata pe jonctiune, si aici stim ca pdf-ul admite maxim 150*C, este bine sa stam cat mai departe de valoarea asta, deci sa zicem ca lasam o oarecare rezerva si acceptam ca jonctiunea sa nu depaseasca 120*C ( poate fi oricare alta ).

In cazul asta temperatura pe capsula nu poate depasi:

 

Mai departe avem nevoie de temperatura maxim admisa pe radiator, si nu este niciodata acceasi cu cea a capsulei, asta pentru ca exista o rezistenta termica si intre capsula si radiator chiar si fara izolatie. In cazul prezentei izolatiei, rezistenta termica dintre capsula si radiator este destul de semnificativa.

In testele mele de la proiectul cu sarcina activa am gasit pentru TO247 cam 0,9*C/W, capsula de aici este ceva mai mare ( TO264 ), deci si rezistenta asta tinde sa fie mai mica. 
Prin unele pdf-uri sau articole se da aici o valoare cu izolatie pe la 0,5-0,6*C/W, deci mult sub ce am gasit eu...

Sa zicem ca iau 0,6 in seama ( n-ar strica sa faceti teste fiecare in parte cu ce aveti pentru a determina mai precis ).

Temperatura radiatorului nu poate fi mai mare de:

 

Cum se obtine acea temperatura maxim admisa pe radiator?

Prin alegerea unui radiator de dimensiuni potrivite, care va avea o rezistenta termica radiator-ambient suficient de mica pentru cerintele aplicatiei.

SI acea rezistenta este:

 

Aceasta este rezistenta termica necesara pentru radiator, si da puterea pe care o poate disipa in mod continuu cu ventilatie naturala.

Daca folositi ventilator, rezistenta termica se reduse substantial ( depinde de formatul radiatorului, si ventilatorul folosit ).

Asta e criteriul dupa care selectati radiatorul, la magazinele serioase cam fiecare radiator are mentionata si rezistenta asta, deci nu-i dificil.

De mentionat ar fi ca unele radiatoare vin cu ventilatoare incluse din proiectare, in asemenea cazuri rezistenta termica specificata de comerciant este cu ventilator inclus si alimentat neaparat la tensiunea specificata, deci daca va bazati pe acea rezistenta atunci sub nici o forma nu puteti renunta la ventilator ( nici macar nu-l puteti subalimenta ).

Pentru radiatoare pe care deja le avem sau la care nu avem rezistenta asta, putem sa o testam dupa modalitatea descrisa de mine la proiectul cu sarcina activa.

Este bine de mentionat ca la puterea pe care finalii o disipa in radiator ( copios dominanta ) se adauga ceva disipatie si de la prefinali daca ii punem si pe ei pe acelasi radiator, deci rezistenta termica a radiatorului va trebui sa fie ceva mai mica, mai cu seama reiterand faptul ca este un maxim admis de care am dori totusi sa ne indepartam pe cat posibil.

 

Prefinalii:

Tensiunea VCE a lor minim necesara este la fel ca in cazul finalilor, adica 70V.

Curentul minim necesar la ei este cel al polarizarii in gol plus cel din baza finalilor.

Primul il alegem noi, pe al 2-lea il aflam cautand in pdf, in graficul cu hfe.

Cea mai defavorabila situatie este la curentul de varf deoarece acolo este valoarea maxima de curent, si stim ca hfe scade pe masura ce creste curentul.

 

Am luat in calcul curba de 125*C pe jonctiune atat pentru ca este mai aproape de realitate, cat si pentru ca la acel curent este cea care da cea mai defavorabila situatie ( cel mai mic hfe ). Deci stim ca de la finali ne putem baza indiferent de situatie pe un hfe de minim 50, curentul mediu necesar in baza finalilor este deci 2,25/50, adica 45mA.

La asta asa cum am zis se adauga curentul de mers in gol setat in finali, si daca asta este sa zicem 20mA ( poate fi si altul ), atunci prefinalii trebui sa suporte minim 65mA.

Puterea pe care prefinalii o disipa am discutat-o anterior, simplist spus ar fi produsul dintre tensiunea de pe ramura lor si curentul de mers in gol prin ei, in cazul de fata 0,7W.

 

Cea mai comuna varianta pentru situatia asta este perechea BD139/140, suporta maxim 80V, 1,5A si 12,5W, suficient pentru nevoile schemei.

 

Rezistentele finalilor:

Aici am cam zis tot ce era de spus in postari anterioare, daca merg pe bias optim atunci ca sa nu am un curent foarte mare de mers in gol prin finali, aleg niste rezistente de valoare mai mare, daca schema e prea simpla sa conteze biasul optim atunci aleg ce cred eu ca-i potrivit, in cazul de fata o alegere comuna fiind 0,33 Ohm la 3 sau 5W.

 

Rezistentele prefinalilor:

Pe valorile lor se seteaza curentul de mers in gol prin prefinali ( clasa B aici ).

Pe ele pica tensiunea baza-emitor in gol a finalului comandat si acea tensiune da un anumit curent prin rezistenta prefinalului.

Concret daca iau in vedere cei 20mA doriti ca si curent de mers in gol, si aproximativ 0,6V pe final ( incluzand aici si caderea de pe rezistenta din emitor la finali ), atunci rezistenta prefinalilor trebui sa fie 0,6/0,02, adica 30 Ohm, daca valoarea obtinuta prin calcule nu este una standard, se poate alege standard-ul cel mai apropiat, fie el in sus sau in jos.

In cazul de fata 30R este o valoare standard deci ramane.

 

Rezistentele din baze:

Astea asa cum am spus nu-s critice, cativa ohm ar trebui sa ajunga de cele mai multe ori, eu merg pe 2R2 la finali si 4R7 la prefinali.

 

Compensarile prefinalilor:

Asa cum spuneam anterior intre cateva zeci si cateva sute de pF ar trebui sa ajunga.

In cazul de fata aleg 100p, si ramane de vazut la simulari daca e deajuns ( confirmarea finala trebui sa vina la teste practice, nu va bazati 100% pe simulator pentru ca nu-i infailibil ).

 

GCC-ul din VAS:

Trebui sa asigure curentul de mers in gol dorit prin VAS, pe asta trebui intai sa-l alegem, eu merg pe 15mA ( voi puteti merge pe orice valoare doriti ).

Tranzistorul principal de aici este Q8 pentru ca el suporta sarcina celor 15mA ( la ei se adauga curentul cerut de baza prefinalului de sus la cursa maxima, vezi pdf ).

Si in VAS tensiunea minim necesara este tot cea directa dintre ramuri.

O alegere comuna este si aici in mod evident tot BD140 ( pentru GCC pe plus ), in principal datorita disipatiei de ceva mai mult de 0,5W.

 

Q9 este tranzistorul de "comanda", sarcina lui este R13, de regula i se cer maxim cativa mA, si disipatia este mica deoarece tensiunea CE pe care o vede este mica ( 2xVbe ), deci poate fi oricare tranzistor de semnal. Eu prefer BC-urile pentru ca sunt ieftine si foarte ok, deci merg pe BC556.

 

R12 este shuntul si de valoarea sa depinde acel curent dorit prin VAS, pe ea pica Vbe de la Q8, deci:

 

E standard deci ramane.

 

R13 este rezistenta de sarcina a Q9, scopul ei este sa asigure curentul necesar in baza Q8, si acesta se estimeaza verificand pdf-ul si vazand ce hfe avem pentru cei 15mA prin VAS.

Din experienta spun ca de regula curentul aici este foarte mic ( zeci sau sute de uA ), deci merg pe o cifra mai acoperitoare, sa zicem un 5mA:

 

Se poate merge pe 7k5 sau 8k2, oricum curent va fi arhisuficient acolo.

 

Amplificatorul in tensiune:

Este Q7, si se alege dupa aceleasi criterii ca si Q8 pentru ca suporta aceeasi parametrii.

Deci merg pe perechea BD139.

Degenerarea sa ( R11 ) ziceam ca este bine sa aiba aceesi valoare ca shuntul de la GCC, deci pun tot 43R.

C5 este compensarea sa, nu intru deloc in detalii aici, compensarea e un subiect mai vast pe care poate il voi trata separat la un moment dat.

Pun 100p, din experienta stiind ca este deajuns pentru o schema asa simpla, o confirmare virtuala va veni la simulari, insa decizia finala va trebui sa fie facuta intotdeauna in urma testelor practice.

 

Superdioda:

Este Q10, este o sursa de tensiune constanta comandata in curent ( deci un soi de etaj de transimpedanta ).

Tensiunea maxima CE pe care o poate vedea este chiar cea de deschidere pentru mersul in gol al etajului final ( la bipolari maxim 2-3V, iar la mosfeti maxim 7-8V ).

Curentul este chiar cel din VAS, adica 15mA.

Puterea disipata e prea mica sa merite bagata in seama.

Alegeti fiecare ce vor muschii vostrii, eu merg din experienta pe BD139, e usor de montat pe radiatorul finalilor si varianta cu sufix -16 are hfe destul de generos.

C4 este foarte discutabil cat priveste valoarea, tot din experienta merg pe 1u ceramic ( ieftin si bun ).

Divizorul... Despre el ( si despre superdioda in general ) am discutat detaliat aici:

https://www.elforum.info/topic/129153-teorie-si-generalitati-in-audio/?do=findComment&comment=1614030

 

Deci nu reiau, pun jos la R15 un semireglabil de 1k, si sus la R14 2k2.

 

GCC-ul din intrare:

Aici Q5 este actorul principal, si trebui sa suporte curentul total alocat diferentialului ( maxim cativa mA ).

Tensiunea maxima pe care o vede este cea de pe ramura sa, deci 35V in cazul de fata ( aproximativ ).

In cazul schemelor de putere mai mare, tensiunea de alimentare va fi mult mai mare, pentru a reduce tensiunea pe care Q5 o vede ( si implicit disipatia pe el ), se inseriaza o rezistenta intre colectorul sau si emitoarele diferentialului, curentul total alocat diferentialului provoaca pe acea rezistenta o anumita cadere de tensiune ( functie de valoarea sa ), si acea cadere se sustrage din cea vazuta de Q5.

Puterea depinde de curentul pe care il setam prin el, si tensiunea de alimentare.

Daca alegem spre exemplu 2mA, si avem cei 35V atunci disipam 70mW. 

Q6 are acelasi rol ca si Q9 de la VAS, aici ii dau 1mA ca sarcina ( valoare aleasa din experienta, puteti merge pe alta daca doriti ).

Ambii pot fi tranzistori de semnal ( asa se si intampla de regula ).

R9 este shuntul de aici, si pentru cei 2mA trebui sa aiba 325R, merg pe 330.

R10 pentru alimentarea de 35V si curentul de sarcina pentru Q6 de 1mA ales, trebui sa aiba 35k, merg pe 33k.

 

Diferentialul+Oglinda sa:

Le-am pus impreuna pentru ca le-am prezentat impreuna aici:

https://www.elforum.info/topic/129153-teorie-si-generalitati-in-audio/?do=findComment&comment=1614831

 

Acum voi fi sumar, aleg BC-uri la tranzistori ( am explicat acolo la link ce si cum ).

R1 si R2, respectiv R3 si R4 sunt degenerarile, merg pe 100R ( o valoare destul de comuna ).

Impedantele intrarilor sunt date de R8 si respectiv R5, pe ele le aleg la o valoare pe care o vreau eu.

Aici cu cat sunt mai mici acele impedante, cu atat mai mici sunt erorile date de hfe-ul celor 2 tranzistori din diferential, sigur ca nu pot fi nici foarte mici pentru ca ele dau impreuna cu celelalte 2 rezistente, amplificarea in bucla inchisa. Alegerea tine mai mult de experienta sau eventual de ce nu, preferinte. Eu merg pe 22k, o impedanta destul de ok pentru un amplificator simplu, si o valoare destul de comuna. 

Foarte important este ca aceste 2 rezistente sa aiba valori egale, pentru a nu forta un dezechilibru superficial in diferential ( am explicat si asta ).

R7 si respectiv R6 dau bucla inchisa prin raportul facut cu R8 si respectiv R5.

Aici alegem o amplificare dorita si calculam apoi valoarea pentru cele 2 rezistente

Daca merg pe o amplificare de 25x atunci:

 

Se poate merge pe 820R sau 910R, oricare e ok.

 

C1 si C2 fac cuplarile capacitive ale intrarilor, am spus deja cum se calculeaza deci aici spun doar ca merg pe 47u la C1 si 4,7u la C2.

 

Ar mai fi de vorbit despre C3 care face un filtru trece jos impreuna cu R6, prezenta sa acolo este asa cum bine zicea candva @zal, ca sa nu prinzi unde medii cu amplificatorul...

Cateva sute de pF ar trebui sa ajunga ( se poate calcula foarte usor ). Merg pe 330p, fiind, ati ghicit, o valoare comuna acolo. 

 

Si uite asa am calculat pe de-antregul o schema de amplificator, una simpla dar functionala, stabila, si deseori acoperitoare pentru ca asigura strictul necesar.

Cam asta ar fi:

 

Imi pare rau daca nivelul de pana acum nu-i pe masura asteptarilor unora dintre voi, insa intelegeti acum sper de ce era nevoie sa trec prin atatea generalitati, electronica nu se invata peste noapte, electronica nu este atunci cand gasesti o schema foarte "misto" pe net, foarte sofisticata si apreciata, si te apuci sa o faci in conditiile in care experienta ta se rezuma la kituri IPRS sau CI-uri TDA... Nu faci decat sa reproduci ceea ce altii au studiat, documentat, testat si optimizat. 

Electronica se invata plecand de jos, de la chestiile plictisitoare, asa cum o casa rezistenta pleaca de jos de la fundatie, pentru ca generalitatile astea iti stabilesc o baza teoretica ( o "fundatie" ) ce te va ajuta pana si la schemele sofisticate, pentru ca stiind temeinic generalitatile, vei putea analiza destul de pertinent orice schema, cat ar fi ea de pretentioasa, stii cum functioneaza la modul elementar fiecare componenta sau configuratie. 

 

Cam atat pentru moment,

Intr-o postare urmatoare voi face ceva simulari pe schema asta, in LTspice.

Daca v-am plictisit va cer scuze, iar daca v-a placut ma bucur.

 

Toate cele bune.

 

PS: Daca voua v-a luat mult sa o cititi, imaginati-va cat mi-a luat mie sa o documentez si editez. Nu vreti sa stiti...

[vijelie02]

Like.