moshulik

Da, scopul proiectului este sa pot alimenta cu energie solara motoare (pompe de irigatie, compresor de aer conditionat, frigidere), fara sa folosesc conectarea la retea sau baterii de stocare, cand e soare, se invart, cand nu, nu. Am ajuns la regimul tranzitoriu de pornire a motoarelor - si aici nu are sens supradimensionarea intregului sistem doar pentru pornire, iar apoi sa mearga la 10% din capacitate. Logica de comanda o pot implementa in microcontroller, inclusiv aceasta functie de crescut gradual tensiunea si frecventa de la 0/0 la 220/50Hz, pastrand constant raportul. Inteleg ca nu are sens sa ma complic cu relee si comutarea curentului pe langa transformator, trebuie doar sa imi dimensionez corect bobinajul, sa scad rezistenta interna a secundarului ca sa poata duce amperii in regim continuu. Cu tensiunea in crestere proportionala cu frecventza - nu mai apare curentul de varf de pornire, motorul va incepe sa dea reactanta pe masura ce ia viteza.

Am testat invertorul meu in diverse configuratii, am implementat in microcontroler un mecanism de protectie - brown out detector - se configureaza niste biti din zona de memorie "high-fuse" - activeaza un circuit hardware care detecteaza tensiunea scazuta de alimentare - si produce resetarea cipului, ca sa nu risti sa ai semnale de tensiune incerta pe pinii de iesire. Etajul de putere e complet inchis cand microcontrolerul nu ii da semnal pwm, deci este in safe-failure. Si asa am ajuns la a doua parte a proiectului, pornirea motoarelor, care este practic alt subiect, pornirea motoarelor sincrone cu curent din invertor sinusoidal. Aici problema este de principiu. Un motor care are in specificatii 150w (frigider mic) sau 1000w (aer conditionat) sau 800w (pompa hidrofor) - consuma in regim continuu amperii din specificatii 1 - 5 amperi. Problema este ca nu ajunge in regimul continuu, in faza de pornire are nevoie de un curent de cel putin 6 ori mai mare. Solutia cu "fa un invertor mai mare" nu e buna - doar pentru a traversa regimul tranzitoriu, e risipa. Prima solutie, din ce am citit si pe la altii - este cu condensatori - insa e o solutie scumpa, deja se numara in milifarazi condensatorii necesari pentru a putea duce acesti curenti de pornire. Fie pe tensiunea de intrare (12V, 40v), fie in etajul intermediar - daca este invertor high-frequency high-voltage si modulare sinusoidala direct din 310Vcc. @nel65 , invertorul tau de 5000 de watti - cum ai implementat regimul asta, duce pornirea unui compresor de aer conditionat de 1000w ? Pentru cazul meu - cu transformator pe tole, de joasa frecventa, nu merge varianta cu condensatori. Am masurat rezistenta bobinajului din secundar - am 11 Ohmi acolo, deci oricati amperi as putea sa bag in primar, cu condensatori sau fara, nici teoretic nu as putea sa am mai mult de 20 amperi pe 220v. Motoarele de 800-1000 watti au chiar sub 10 ohmi in repaus. Asa ca o sa fac un circuit separat pentru regimul de pornire a motorului. O sa folosesc un alt microcontroller cu punte full H bridge si relee de comutare pentru a implementa soft-startul. In principiu bag direct curentul de la panouri in bobinele motorului (la 40 de volti), dar nu la frecventa de 50Hz, ci plec de la zero - cu semnal dreptunghiular, scopul este depasirea inertiei rotorului, sa incep sa il misc, apoi sa comut alimentarea cu relee, sa il preia invertorul. De vazut daca misca asa, cu 30 de amperi la 40V de la panouri pe bobinele motorului, fara feedback, sau trebuie ca la controllerele de motoare brushless, cu citirea autoinductiei.

In film apare ca leaga firele care merg la gate-urile mosfetilor pe pinii 3 si 6. Pinul 3 este 1LO , iar pinul 6 este 1HO . In configuratia din fabrica, EGS002 scoate modulare monopolara, adica pe iesirile 1HO si 2HO genereaza semnal dreptunghiular de 50 de Hz, iar pe iesirile 1LO si 2LO genereaza pwm de 25khz care moduleaza sinusul de 50Hz. Ce face baiatul ala din film este o combinatie care nu prea are sens - jumate din primar primeste 50Hz dreptunghiular, iar cealalta jumate primeste pwm (pinul 3). Totusi, la cum e legata priza mediana - pare ca se "contrazic" cele doua comenzi. De aprins becul se aprinde oricum, am facut si eu teste cu semnal dreptunghiular si mergea, prost, dar mergea, adica bazaie transformatorul si randamentul e mic. Cu pinul IFB am citit teoria, dar practica si experienta, atat proprie, cat si citita la altii - e un forum american unde au dezbatut bine placa egs002 - a contrazis teoria. Problema este ca la supracurent - automat scade tensiunea pe intrare - si probabil nici placa nu mai are curent (cu care sa isi indeplineasca algoritmul) - ci se reseteaza. Cum scria cineva mai sus, nici un "creier" digital la 800MHz nu are timp sa intervina - varful de curent deja strica mosfetii pana apuca sa il detecteze algoritmul - si o data stricati, inseamna drena in conductie directa cu sursa - si asta e cazul fericit, sau drena in conductie cu gate-ul - si atunci se distruge etajul final din driver, daca l-a prins sa aiba impuls pe deschis. In cazul meu - cand am descarcat un condensator de 13mii uF si s-au strapuns mosfetii - placa egs a scapat (atunci pinul IFB era inactiv, legat direct la masa). Cand am avut shunt pe IFB si iar s-a produs evenimentul nefericit - atunci a cedat placa. In concluzie, pentru protectia consumatorilor, e suficient VFB-ul de pe placa, sa nu dea supratensiune invertorul, dar protectia la supracurent e mai bine lipsa - pierzi mosfetii, dar nu si placa. In configuratia mea actuala am cate doi irf540 in paralel pe fiecare ramura, sa imparta amperajul. Am o intrebare - circuitul driver de low-side TC4427CPA - spune ca este dual , are doua canale, iar in specificatii da amperaj de 1.5A - e vorba de curentul de drive pe care il poate duce fiecare canal in parte, deci in total 3A sau se refera la suma totala a curentului prin cip ? Adica daca imi ajunge un driver la doi-trei mosfeti legati inin paralel sau trebuie fiecare separat.

Asa.. EGS-ul s-a prajit tocmai cand am incercat sa activez protectia de pe pinul IFB, cat timp era legata direct la masa mi-a iertat multe placa respectiva. Clar am gresit ceva cand am pus shuntul, insa mai degraba suspectez sursa cu care alimentam placa egs, fiind un convertor DC-DC alimentat de la aceiasi 40volti pe care ii comutam in tranzistori - incepea sa bazaie cand ii scadea tensiunea de intrare, incercand sa pastreze 12v la iesire. Din ce am citit, algoritmul implementat in placa EGS cand detecteaza curent IFB este prea lent si nu are cum sa intervina in timp util, gen mai rau face. De-asta am vrut sa fac un design cat mai fiabil, care sa tolereze incidentele. Revenind la designul curent, am facut modularea PWM unipolara - adica tranzistorii conduc pe rand cate o jumatate de sinusoida, nu isi schimba rolurile la 20kHz. La inceput sunt amandoi inchisi. Apoi din microcontroller imi generez semnalul PWM pe unul din pini (PD2) - care este legat - prin driver cu level shifter si push-pull (zis si totem pole) - la gate-ul unui MOSFET (care are in sarcina jumatate de bobinaj primar) - Aici isi face treaba, induce jumate de sinusoida in miez. In secundar imi ies voltii care ma intereseaza, dar e adevarat ca si cealalta jumatate de primar vede acelasi camp magnetic variabil din miez si va produce tensiune in sens invers - minus 40V - insa pe jumatatea asta de sinusoida - mosfetul legat la ea este complet inchis (celalalt pin din microcontroller - PD3 - il tin pe zero in timpul asta si nu are probleme sa tina 80V Drena-Sursa in OFF. Cand se schimba tranzistorii, deja sunt pe zero amandoi pentru 1-2 microsecunde, la 50Hz inertia magnetica este neglijabila. Modularea PWM bipolara ar fi fost intr-adevar imposibila, in configuratia asta, in care am eliminat tranzistorii din high-side din bridge. Filtrare LC fac doar jumate, adica doar L, fara C - am adaugat o bobina pe tor de ferita pe borna comuna a bobinajului primar. Si mai filtrez o data pe iesirea 220, cu bobina si condensator nepolarizat. Deocamdata sunt multumit de cum merge, inca nu am acces la panouri si motoarele mari de frigider ca sa vad cum duce la putere mare. Timpii de rise/fall la mosfeti sunt cam 200nS rise si 1uS fall , cam mari din ce am putut sa improvizez cu driverele cu tranzistori, aici o sa ascult sfaturile si sa cumpar drivere de low-side la un moment dat, cand ma mut si pe tranzistori IRL de logic level, dar deocamdata singura consecinta a driverelor lente este ca se incalzeste usor radiatorul cu mosfeti. Am citit ca timpi acceptabili de comutare trebuie sa fie 1-2% maxim din perioada PWM, deci din cele 50 microsecunde ar fi permis 500nS - pana la 1uS. Evident, cu cat mai putin, cu atat mai bine. driverele dedicate dau specificatii de genul 30nS. Am remediat problema de ieri din driverul cu tranzistori, aveam un rezistor de 10k in loc de 1k pe al doilea invertor din level-shifter si din cauza asta era prea putin curent pentru deschiderea NPN-ului din totem-pole si urca lent de tot, in 5uS. Si din soft reglata frecventa pwm (si implicit finala de 50hz). Arata acceptabil forma de unda la iesire in gol, se cam ascute in sarcina, dar tensiunea nu scade.

Am dat zoom pe fronturile de comutatie si nu cred ca arata prea bine, peste 2 us urcarea, coborarea mai rapida. Explica si de ce se incalzeste usor radiatorul mosfetilor, si asta la 200 de watti.

Da.. asta explica de ce se incalzeste LM317, tranzistorii din push/pull trag amperi, asta e bine. Am legat pwm-ul la intrarea driverelor, pare sa mearga cat de cat, dar nu spectaculos mai bine decat cu semnalul dreptunghiular... Asa arata fronturile pe gate-uri, iesirea sinusoida fara sarcina si iesirea cu sarcina rezistiva (aproape triunghiulara) Clar mai am de calculat la frecventze, pare sa mearga la 15khz in loc de 20khz si scoate 40Hz la iesire in loc de 50hz deocamdata, dar asta reglez din soft. :

Da, nu stiam de acesti IRL, acum am invatat sa citesc fisa tehnica. Acel gateway threshold are o valoare minima si maxima, IRF -ul are 2 si 4v, IRL-ul are 1 si 2v. Problema este ca pentru switching nu ma ajuta cu nimic valorile astea, decat pentru starea OFF - cand e inchis, sa ma asigur ca am sub un volt pe gate. In teoria mosfet apoi , dupa acest prag, apare o "zona interzisa", adica in regim liniar, cum ar fi la npn. Valoarea care ma intereseaza pe mine apare abia la Rds(on) - valoarea e in miliohmi, iar la "conditii de test" apare Vgs - la IRF e 10v , la IRL e 5 volti. In tabel mai sus apare si Vgs maxim, acel +/- 20V. Foarte buna ideea cu IRL , simplifica de tot schema, nu imi mai trebuie nici o sursa de 12v, nici tranzistori de drive. Multumesc pentru simulare, dumitrumy, daca mai ai schema, poti sa adaugi o metrica de masurare, curentul prin R1 ma intereseaza, daca este pana in 20 de miliamperi, atunci nu imi trebuie nici tranzistorii de push-pull, attiny poate sa comande direct gate-ul. Eventual pune si IRL540, duce amperaj dublu fata de IRL530. Teoretic e o formula de calculat acel curent, pe baza de frecventa, tensiune, capacitatea parazita gate in pF , mai e si sarcina pe gate in nanoCoulombi, dar Spice-ul ar zice mai clar pe simulare. Deocamdata am implementat schema de mai sus, cu dublu invertor pentru level shifter, am folosit ce aveam prin placi vechi, un mosfet mic K940 si un bc639 , iar la push-pull A992 (pnp) si bc639(npn) Lm317 cu rezistori de 220ohm si 2k imi da 13volti, liniar, curat. Deocamdata ii dau semnal dreptunghiular, cat testez etajul de drive, pare in regula. Sa vedem in sinusoida pwm cum merge, deocamdata aprinde becuri, nu bazaie, e ok.

Da, pot sa inversez din soft, dar nu imi place ca in modul implicit (cand microprocesorul nu e alimentat) - zero logic pe intrarea driverului produce tensiune pe gate si deschide mosfetii, amandoi chiar, deci nu am incotro decat sa pun level shifter cu doua inversoare. Ma cam indepartez de la teoria initiala de a avea cat mai putine componente, dar asta e, delicat cu mosfetii. Ma incurcasem in gate threshold voltage la irf540 - care e dat la 4volti - dar se pare ca la 4 abia incepe sa deschida, full on este abia de la 10 volti in sus.

Nu, ca m-am convins. Stiu ca intre baza si emitor e diferenta de tensiune standard in orice schema, de 0.6v, deci trebuia sa copiez inca un tranzistor din schema de totem pole pusa mai devreme, nu mi-a placut ca inverseaza semnalul, dar e absolut necesar, altfel nu pot sa aduc 10 volti pana la gate...

Am tensiunea de 40, nu asta e problema, leg in serie doua surse de laptop (de cate 20v). Problema era tensiunea de alimentare a etajului driver, cu perechile de tranzistori npn/pnp . Am gasit circuitul LM317 - asta nu are limita la tensiunea de intrare, ci doar la diferenta intre intrare si iesire, se configureaza cu un divizor de tensiune, l-am facut sa scoata 10volti, o sa implementez schema sa vad ce iese..

Nu e ok schema, acel etaj inteleg ca este tip push-pull, nu totem pole, are avantajul ca nu apare shoot-through intre tranzistorii pnp si npn, legarea bazelor si a emitorilor impreuna exclude posibilitatea de a conduce simultan, chiar daca intra in saturatie npn-ul, am citit ca se inchide la comutarea inversa. Problema e alta - asa cum e acum, gate-ul de la mosfet vede 40 de volti fata de sursa, cand se deschide tranzistorul de sus - si in specificatii are o limita de maxim +/- 20V , deci nu e bine. Cum sa asigur 10-12 volti la colectorii tranzistorilor din etajul push-pull ? Un LM7812 nu pot sa pun, ca nici el nu primeste mai mult de 30v pe intrare. Ajung tot la un divizor de tensiune, de 75 + 25 ohmi, la 40v - inseamna 0.4 amperi, ori 40v - 16 watti de disipat pe rezistori. Ma gandesc la un etaj cu dioda zenner, asta nu are limita la polarizare inversa, stiu ca e un circuit cu zenner si tranzistor care mi-ar putea da tensiunea de 10v .

Da, cu transformatoarele facusem o confuzie intre high voltage si high frequency. Corect este ca la 50Hz merg tole de fier siliciu, fie "patrate", gen E+I , fie toroidale. Iar la frecventa mare, gen 20kHz merg cele cu miez de ferita. Legat de modularea monopolara, cum am vazut in proiectul cu PIC16F.. , am inteles si de ce merge cu doua frecventze. In full bridge, tranzistorul din high-side sta deschis 10ms (vede semnal dreptunghiular de 50Hz), in timp ce tranzistorul din low-side de pe diagonala vede semnalul PWM de 20kHz care moduleaza functia sinus. Bobina de 1mH pe ferita joaca rolul filtrului low pass, integrand varfurile comutatiei rapide din primarul transformatorului. La modularea bipolara ambii tranzistori de pe fiecare diagonala primesc semnale identice, iar curentul in primar isi schimba directia cu 20kHz. Aceeasi integrare produsa de filtrul low-pass face ca primarul transformatorului sa "vada" doar componenta de 50Hz. In cazul meu, cu tranzistori doar in low side, as putea implementa teoretic ambele variante, doar din softul microcontrollerului. Am facut algoritmul pentru generat pwm monopolar, urmeaza sa leg la totem pole si la mosfeti. Si softul cu implementarea pwm direct pe pini, fara generatorul bazat pe countere: #define F_CPU 8000000UL #include <avr/io.h> #include <util/delay.h> #include <avr/pgmspace.h> #define byte unsigned char void Delay(byte ms); byte PROGMEM sinetable[]= { 0,1,2,2,3,4,5,5,6,7,8,9,9,10,11,12,12,13,14,15,15,16,17,18,18,19,20,21,21,22,23,23,24,25,25, 26,27,27,28,29,29,30,31,31,32,32,33,34,34,35,35,36,36,37,38,38,39,39,40,40,40,41,41,42,42,43, 43,43,44,44,45,45,45,46,46,46,46,47,47,47,48,48,48,48,48,49,49,49,49,49,49,50,50,50,50,50,50, 50,50,50,50,50,50,50,50,50,50,50,50,49,49,49,49,49,49,48,48,48,48,48,47,47,47,46,46,46,46,45, 45,45,44,44,43,43,43,42,42,41,41,40,40,40,39,39,38,38,37,36,36,35,35,34,34,33,32,32,31,31,30, 29,29,28,27,27,26,25,25,24,23,23,22,21,21,20,19,18,18,17,16,15,15,14,13,12,12,11,10,9,9,8,7,6, 5,5,4,3,2,2,1,0}; int main(void) { byte i,data = 0; DDRD |= ((1 << PD5) | (1 << PD1) ); // define PD1 and PD5 pins as output while(1) { PORTD &= ~(1 << PD1); // put pin PD1 to zero, keep one mosfet closed for(i=0;i<200;i++){ data=pgm_read_byte(&sinetable[i]); // read sinus from flash memory PORTD |= (1 << PD5); // positive pwm cycle Delay(data); PORTD &= ~(1 << PD5); // negative pwm cycle Delay(50-data); } //total duration = 200 * 50uS = 10ms PORTD &= ~(1 << PD5); // put pin PD5 to zero, keep the other mosfet closed for(i=0;i<200;i++){ data=pgm_read_byte(&sinetable[i]); // read sinus from flash memory PORTD |= (1 << PD1); // positive pwm cycle Delay(data); PORTD &= ~(1 << PD1); // negative pwm cycle Delay(50-data); } // total duration = 200 * 50uS = 10ms } } void Delay(byte ms) { while (ms--) { _delay_us(1); } }

Da, m-am edificat si cu modulatia monopolara versus bipolara, cel putin in configuratia full-bridge. In modulatia monopolara, o perioada de comutatie de 20 milisecunde e impartita in doua, primele 10 milisecunde sunt activi doar doi tranzistori, ceilalti sunt complet inchisi. In astea 10 milisecunde bobinajul primar al transformatorului vede tensiunea care urca si coboara sinusoidal de la 0 la 40 de volti si inapoi la zero, in urmatoarele 10 milisecunde vede opusul, de la zero coboara la -40 si inapoi la zero, fix cum vede tensiunea de la priza in modul clasic de coborator de tensiune. Intre cele doua faze trebuie pauza de 300ns , sa se inchida tranzistorii. In modulatia bipolara, sa zicem cu o frecventa de 10kHz , inseamna perioada 100 microsecunde. In cazul asta, la un factor de umplere de 30% de exemplu, inseamna ca avem o punte deschisa 15uS, apoi pauza 300ns, apoi se deschide cealalta punte 15uS , apoi se inchid ambele pentru 70uS. E valabil si pentru half-bridge. Acuma sa inteleg ca bipolara e mai sigura decat monopolara ? La transformator cu tole de fier (obisnuit cu 50Hz), nu cumva e mai adecvata modulatia monopolara, iar cealalta pentru toroidale pe ferita ? Oricum, o sa implementez in soft ambii algoritmi si sa ii las comutabili cu un buton extern.

Bun, deci o sa uit de optocuplori deocamdata, aduc mai multa incertitudine in sistem decat avantajul de a proteja microprocesorul, o sa ma multumesc cu alimentare separata de circuitul de forta si ramane comun doar firul de masa. Am facut primele teste in configuratia asta, cu un generator de semnal dreptunghiular de genul "sinus modificat", o denumire comerciala penibila pentru un semnal dreptunghiular cu pauze foarte mari intre palierul pozitiv si cel negativ. Am facut partea de forta in configuratie half-bridge, adica ma folosesc de bobinajul cu priza mediana deja existent in transformator si am mosfetii doar in low-side, comuta fiecare alternativ borna comuna (legata la +40v) la masa. In felul asta am pus in paralel cate 2 mos de tip n-channel pe fiecare ramura, sa imparta amperii. Randamentul evident e praf, jumate din timp nu trece curent prin transformator, iar cand trece - doar regimul tranzitoriu pe 50Hz da curent in secundar, abia aprinde doua becuri. Partea buna e ca in configuratia asta am scapat de riscul de strapungere de la full H bridge si de comanda cu bootstrap la high-side, ca nu mai am high-side. Drive-ul la gate il face direct circuitul CMOS din prima schema pusa aici pe topic, la 50Hz face fatza direct, nu trebuie totem pole, dar cand trec la PWM sigur nu imi va ajunge curentul scos de attiny - si ca masura de protectie a microcontrollerului o sa folosesc acel totem pole. Stiam de concept, dar nu il intelegeam - acum are sens, rezistenta din colector incarca prea lent poarta mos-ului. Imi scapa totusi diferenta intre modularea unipolara si bipolara... Cumva in half-bridge nu mai are sens ? Practic, la 50hz am perioada 20ms, deci 10ms trebuie sa am sinusoida pe o jumate din bobinajul primar, alte 10ms pe cealalta jumatate. Algoritmul o sa fie simplu, cele 10ms - 10000 microsecunde le impart in 100 de intervale, in fiecare interval de 100 de uS o sa am factor de umplere egal cu sinusul unghiului proportional cu intervalul curent. Nu vad cum poate fi monopolara sau bipolara acea modulatie la full bridge... pentru 10ms - cine conduce, cine nu..

Foarte tare simularea in spice, cred ca din facultate nu l-am mai vazut, n-aveam deloc talent la configurat componentele, insa ajuta mult in proiectare in loc de prajit piese... Din graficul lui pc817 - vad ca abia dupa 10 microsecunde din cele 20 de pe grafic ajunge la 5 volti. Totusi, daca in punctul n001 - leg in continuare baza unui tranzistor NPN cu ceva sarcina in colector - cred ca se reface semnalul dreptunghiular la un nivel acceptabil, ca va deschide cand tensiunea trece de 0.7v , deci doar 1-2 microsecunde din 20 ar fi "penalizarea", nu 10 din 20. Din colectorul tranzistorului as putea merge direct in gate-ul mosfetului - montat cu sursa la minus si sarcina in drena, fara problemele de drive daca ar fi cu drena la plus.